VCO 压控振荡器

石英晶体振荡器 – Q值非常高，非常精确并且振荡频率稳定 限制在低频（<200MHz）
不能集成
– 警告：在实际中，RLC网络可能产生二次（或者更 多）谐振频率，这将引起所不需的特性 手算分析时，等效并联网络掩盖了这个问题 通过仿真可揭示这个问题
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VCO示例：负阻振荡器
引入电感和 电容的损耗
这种振荡器结构在目前的CMOS实现中是非常流行的 – 优点： 结构简单 差动实现形式（有利于驱动差动电路） 可实现较好的相噪声性能
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用放大器的非线性实现幅度控制
输入幅度增加时 – 输入到输出信号基波之间的增益下降 – 产生幅值反馈（稳态时 GmRp=1）
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基于谐振器的振荡器的单端口表示
有源负 阻产生
器
有源负电阻
谐振器 谐振器
直观分析更方便 这里，我们寻求负阻元件来抵消谐振电路的损耗
– 为了实现持续振荡，我们必须有：
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单端口模型需要使用并联RLC网络
由于VCO工作在非常窄的频带，所以我们总是可以用 串联-并联转换来获得分析所需的并联网络
混频器
RF输入
IF输出
本振(LO) 信号
输出至 滤波器
设计问题：
– 调节范围—需要覆盖所有频率信道 – 噪声—影响接收机的灵敏度性能 – 功耗—需要低功耗 – 隔离—需要使进入VCO的噪声最小化 – 对工艺/温度变化的敏感性—在量产时需要可制造性
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选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1
– 通常选为1/Rp1的两倍，以保证起振
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计算振荡器的摆幅：最大的正弦振荡
如果我们假定幅度较大，在正弦的峰值和谷值处，Ibias 被完全切换到电路的一侧
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¼波长谐振器
阻抗计算（来自第4讲）
– 看起来象LC谐振腔 优点：用优良的电介质实现非常高的Q值 缺点：面积相对较大（过去都在片外实现），但是频
率越高面积越小
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其它谐振器种类
麻省理工学院开放式课件
6.776
高速通信电路与系统
第14讲 压控振荡器（VCO）
麻省理工学院 2005年3月29日
版权所有：Copyright© 2005 M.H. Perrott 翻译：西安交通大学 微电子学系 张鸿
窄带无线系统中的VCO设计
来自天线和带 通滤波器
PCB走线
封装 接口
参考 频率
频率 综合器
LC振荡器
环形振荡器
LC振荡器：相噪声低，面积大 环形振荡器：易于集成，相噪声高
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产生振荡的巴克豪森准则
巴克豪森准则
闭环传输函数
如果满足以下条件，就 可在ωo频率处产生自我 维持的振荡
– 总共为两个条件
在频率ωo处，增益=1 在频率ωο处，相位=n360度(n=0, 1, 2, …) H.-S. Lee & M.H.Perrott
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例1：环形振荡器
反相器的饱和特性使增益被设为1 用奇数级以防止出现稳定的直流工作点 振荡频率处，相位等于360度（反相产
生180度，另外的180度由门延时产生） – 假定总共有N级，每一级相移为ΔΦ
– 或者，总共有Ν级，每一级延时为Δt
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负阻振荡器分析（第1步）
谐振腔的窄 带并联RLC
模型
推导出包含谐振电感和电容损耗的并联RLC网络 – 通常，这些损耗中，电感的串联电阻占主导地位
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负阻振荡器分析（第2步）
将振荡器拆分为半边电路以简化分析 – 利用Vs可以近似为小信号地的事实（这种近似不精 确，但是与实际情况足够接近）
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科尔皮兹振荡器设计
设计高Q值的谐振腔 选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和) 选择变压器比例以获得最优的噪声性能
– 经验方法：根据Tom Lee教材，选择N=1/5
选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1
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– -Todd Weigandt的博士论文 http://kabuki.eecs.berkeley.edu/~weigandt/
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例2：基于谐振器的振荡器
频率ωo处的巴克豪准则 假定Gm为纯实数，Z(jωo)也必须为纯实数
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注意到我们得到一个跨导为负值的二极管连接的器件
– 用负电阻代替 注意：Gm是大信号跨导值
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ห้องสมุดไป่ตู้
负阻振荡器设计
设计高Q值的谐振电路
– 得到的Rp值尽可能大
选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和)
– 我们将紧接着估计摆幅与Ibias的函数关系
– 允许电感电压达到更大的幅度，而不超过漏极最大 允许的电压
有利于获得更低的相噪声
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Clapp振荡器的简化模型
与科尔皮兹振荡器看起来很相似
– 要当心寄生谐振
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哈特莱（Hartley）振荡器
顶部偏置的NMOS和PMOS
偏置可选在顶部或底部 可用NMOS、PMOS或同时使用两者来实现跨导
– 在给定功耗情况下，同时使用NMOS和PMOS交叉耦合对可获 得更低的相噪声
参考文献Hajimiriet. al, “Design Issues in CMOS Differential LC
功耗守恒导致以上所示的变压器关系（参见第4讲）
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科尔皮兹振荡器的简化模型
引入谐振 腔损耗
电容变压器的目的
– 降低谐振腔的负载 – 降低源节点的摆幅（对于双极电路很重要）
设定变压器比例以获得最优的噪声性能
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可获得优良的相噪声性能。但是在CMOS应用中，相 对于负阻振荡器，该优点并不明显
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科尔皮兹振荡器中的电容变压器分析
RL上的电压降被电容分压器降低
– 假定在谐振腔的谐振频率处电容的阻抗比RL小（简化分析） V1与Vout的比值由电容而不是RL确定
闭环极点终止在左半S-平面 – 产生欠阻尼响应 振荡逐渐消失
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Gm值取的过大带来的影响
开环谐振 器的极点和 零点
S-平面
闭环阶跃响应
闭环极点 位置的根 轨迹
闭环极点终止在右半S-平面 – 产生不稳定响应 波形不断积累
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关于环形振荡器的更多信息
由于环形振荡器的相噪声性能相对较差，所以很少用 于RF系统 – 它们经常用在高速数据链路中 – 本讲中，我们的重点是LC振荡器
关于CMOS环形振荡器的一些有用信息
– Maneatiset. al., “Precise Delay Generation Using Coupled Oscillators”, JSSC, Dec 1993 (延迟单元的介绍请查阅 127-128 页)
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仔细观察基于谐振器的振荡器
并联谐振电路在谐振时有：
谐振处看起来像个电阻（即为纯实数）
– 相位条件满足 – 通过使GmRp=1，使幅度条件也满足 H.-S. Lee & M.H.Perrott
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不同Gm值的影响
开环谐振 器的极点和 零点
S-平面
增大GmRp
闭环极点 位置的根 轨迹
峰值 检测器
所需 峰值
一种思路是检测振荡器幅值，然后调整Gm使其为所需 的值
– 通过负反馈，我们可精确地实现GmRp=1 问题：
– 结构复杂、功耗增加并且引入噪声
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利用放大器的非线性作为反馈
实际的跨导放大器都存在饱和特性 – 产生谐波，但是被谐振器滤除 – 我们只关心输入与输出基波之间的关系
封装
芯 片
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集成谐振器结构
集成变压器 – 利用自感和互感实现谐振以获得更高的Q值
– 参考文献：Straayer et. al., “A low-noise transformer-based 1.7 GHz CMOS VCO”, ISSCC 2002, pp 286-287
宽带高速数据链路中的VCO设计
来自 宽带发射机
PCB走线
封装 接口
输入
时钟数 据恢复
数据
数据
输入
鉴
相器
环路 滤波器
数据输出
Clk 输出
设计问题：
– 与无线相同，但是： – 噪声性能要求通常更低 – 调节范围通常更窄
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常见的VCO结构
VCO放大器
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计算振荡器的摆幅：最大的方波振荡
如果幅度非常大，我们可认为I1(t)为方波 – 我们关心如何确定基波分量
（直流和谐波分量被谐振腔电路滤除）
基波分量为：
得出振荡幅度为：
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结构变化
底部偏置的NMOS
顶部偏置的NMOS
计算振荡摆幅与Ibias的函数关系
I1(t)包含脉冲，其形状和宽度是晶体管性能以及变压器 比的函数 – 近似认为是宽度为W的窄方波脉冲
均值
基波分量为：
得出的振荡幅度为：
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其中：
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Clapp振荡器
除了谐振腔的电感部分与器件漏极隔离外，其余与科 尔皮兹振荡器相同
根轨迹图使我们可以观察闭环极点的位置与开环极点/ 零点以及开环增益(GmRp)之间的函数关系 – 当增益(GmRp)增加时，闭环极点移动到S平面的右 半平面
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Gm值取的过小带来的影响
开环谐振 器的极点和 零点
S-平面
闭环阶跃响应
闭环极点 位置的根 轨迹
Oscillators”, JSSC, May 1999 and Feb, 2000 (pp 286-287)
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科尔皮兹振荡器
从分立设计中引入。分立设计中优先使用单端方法以 简化设计
– 仅用一个晶体管实现负阻 – 尽管也可以实现差动结构
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将Gm恰好设为正确值
S-平面
开环谐振 器的极点和 零点
闭环阶跃响应
闭环极点 位置的根 轨迹
闭环极点终止在jω轴上 – 振荡得以维持
问题—需要使GmRp精确地等于1 – 实际中，我们如何实现？
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幅度反馈环路
输出
振荡器
调节Gm
与科尔皮兹振荡器相同，但是使用中心抽头电感而不 是串联电容来实现电路的变压器部分
– 由于IC中电容比电感更容易实现，所以这种振荡器 在IC实现中应用不多，
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哈特莱振荡器的简化模型
与科尔皮兹振荡器相似，要当 心寄生谐振
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集成谐振器的结构
电感电容谐振腔
– 侧墙电容的Q值很高（>50） – 螺旋电感的Q值中等（5~10），但是可以完全集成且容差较小
（< ±10%） – 键合线电感Q值很高（>40），但是并没有“集成”，并且容差
较大（< ±20%） – 注意：更多信息参见第6讲
侧面电容
螺旋电感
键合线电感