单平衡混频器的ADS设计与仿真
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ｊｎ（∞￡ｔ一耵）］ 同样，Ｄ：中的混频器的电流为：
ｉ：（ｆ）＝∑∑Ｌ。。ｅｘｐ［ｊｍ（ｔｏ。￡）＋
ｎ．ｍ＝一∞
ｊｎ（ｏｃ，∥＋罢）］
当ｍ±ｌ，／／，＝４－ｌ时，利用，－ｌ，＋ｌ＝，“一。的关系，可 以求出中频电流为：
ｉ矿＝４忆川Ｉｃｏｓ［（∞ｓ一∞ｃ）￡＋詈］
万方数据
·１０·
３设计过程
３．１ ３ ｄＢ定向耦合器设计
器，并设置输入的ＲＦ及输出的中频频率值，得到
４结果分析
由以上的仿真结果可以看到，变频损耗小于 １５ ｄＢ，噪声系数小于１８ ｄＢ，均符合设计目标，利 用ＡＤＳ的仿真器对ｌ ｄＢ压缩点和三阶互调进行了 分析，由于篇幅有限省略了中间过程，只给出了结 果，通过设计可以看出，利用ＡＤＳ进行微波电路 仿真，可以方便的得出最佳电路设计，指标符合规 定值。
万方数据
单平衡混频器的ADS设计与仿真
作者： 作者单位： 刊名：
英文刊名： 年，卷(期)： 被引用次数：
徐升槐， XU Sheng-huai 浙江大学宁波理工学院信息分院,浙江,宁波,315100
实验科学与技术 EXPERIMENT SCIENCE AND TECHNOLOGY 2008，6(6) 0次
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｉｎ ｄｅｔａｉｌ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ—ｂａｌａｎｃｅｄ ｍｉｘｅｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ａｉｄ ｏｆ ＡＤＳ
（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｙｓｔｅｍ），ｐｒｅｓｅｎｔｓ ａ ｐａ而ｃｕｌａｒ ｄｅｓｉｇｎ ｅｘａｍｐｌｅｓｉｍｕｌａｔｏｄ ｂｙ ｍｅａｎｓ ｏｆ ＳｃａＲｅｆｉｎｇ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ａｎｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｂａｌａｎｃｅ， ａｎｄ ｖｅｒｉｆｉｅｓ ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｓｕｈｓ，ｗｈｉｃｈ ｓｈｏｗｓ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎｓｗｅｒｓ ｗｅｌｌ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｒｅｖｉｏｕｓ ｔａｒｇｅｔ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＡＤＳ；Ｈａｒｍｏｎｉｃ ｂａｌａｎｃｅ ｍｅｔｈｏｄ；Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｈｅｒ；Ｓｉｎｇｌｅ··ｂａｌａｎｃｅｄ ｍｉｘｅｒ；３ｄＢ ｂｒａｎｃｈ－·ｌｉｎｅ ｃｏｕｐｌｅｒ
第６卷第６期
实验科学与技术
·９·
单平衡混频器的ＡＤＳ设计与仿真
徐升槐
（浙江大学宁波理工学院信息分院，浙江宁波３１５１００）
摘要：介绍了单平衡混频器的工作原理及借助ＡＤＳ软件设计的步骤。给出设计实例，运用Ｓ参数及谐波平衡法对实例进行 仿真，由仿真结果验证可行性，通过设计可以看出，利用ＡＤＳ进行微波电路仿真，可以方便的得出最佳电路设计。指标符 合规定值。 关键词：ＡＤＳ软件；谐波平衡法；低通滤波器；单平衡混频器；３ｄＢ正交耦合电桥 中图分类号：田仃７３．２ 文献标识码：Ｂ 文章编号：１６７２—４５５０（２００８）０６一Ｏ００９一０３
ｚ一兰Ｌ Ｚ一虽笸
６ｔ１一Ｉ以，Ｉ’吐一Ｉ以，Ｉ
当耦合度为３ ｄＢ、阻抗变换比ｋ＝１，Ｚｏ＝５０ Ｑ
时，有
１
厅
Ｉ％，Ｉ＝嘉，ｚ印＝等磊，ｚ。Ｉ＝乙＝ｚｏ
－ √Ｚ
得到瓦＝３５ Ｑ。
利用ＡＤＳ软件自带的微带线计算工具ＬｉｎｅＣａｌｅ
可以方便得出以ＦＲ４为介质板的５０ Ｑ及３５ Ｑ微
带线的线宽分别为２．８８ ｍｍ和４．９ ｍｍ。为了满足
和电流，同样，经Ｆｏｕｒｉｅｒ变换成频域的非线性子网 络端口电压和电流应满足线性子网络端口的电压和 电流，因此可以设定一个最大的谐波数，建立一个线 性子网络端口电压（流）和非线性子网络端口的电 压（流）的误差函数，通过迭代，实现稳定的线性子 网络和非线性子网络的谐波平衡，ＡＤＳ中由谐波平 衡仿真器来完成上述功能。 ３．３．１ 中频输出与变频增益
从图３可以看出端口的相位差及功率关系均符 合设计要求，并且输出阻抗值得到良好的匹配。 ３．２低通滤波器设计
图４射频及本振信号设置
３．３．２噪声系数分析
采用ＡＤＳ的快速滤波器设计功能，设置好优化 目标的３ ｄＢ截止频率及阻带截止频率后，只需点击
只需把谐波平衡仿真器修改一下参数，就可以 （下转第１４页）
Ｉ
、
、
＼ｉ∥；
＼：＝／
Ｉ ｄＢ压缩点的输入电平为５．８９８ ｄＢｍ，输出电平为
－４．９４ ｄＢｍ。
３．３．４ Ｍｉｘｅｒ的三阶互调仿真 原理图不变，设置输入的信号源及变量得到仿
真图８。
芒
， —ｔ—一 ≥毒。
０
．／
《 ｇ∞Ｐ，ｔｌＳｊ々ｎ皂
一４０
—３０
－２０
—１０
０
１０
２０
ＰＲＦ｜ｄＢｍ
图８一阶与三阶互调量输出
耦合器的隔离度、功率的３ ｄＢ及９０。相位差的要求，
利用ＡＤＳ优化功能，设置好优化目标，仿真结果如
图３所示。
３．３谐波平衡分析 谐波平衡法是一种仿真非线性电路和系统失真
的频域分析方法，一般网络由线性子网络和非线性 子网络组成，线性子网络的特性可用频域代数方程 来描述，而非线性子网络则用时域的非线性方程来 表示，平衡时，经Ｆｏｕｒｉｅｒ反变换成时域的线性子网 络端口电压和电流应满足非线性子网络端口的电压
在职研究生。研究方向：高频与通信。
出
图１混频器整体结构图
吩ｌＶ￥ＣＯＳ（ｔｏｓｔ一罢），％＝ＶＬＣＯＳ（ｔＯＬ￡一１Ｔ）
口＆＝Ｖ￥ｃｏｓ（ｔＯｓ￡），口王２＝ＶＬＣ０８（ＷＬ￡＋詈） 由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电
压和本振电压的相位差，可以得到Ｄ。中混频电流 为：
ｉ。（￡）＝∑∑Ｌ，。ｅｘｐ［ｊｍ（ｔｏ。￡一孚）＋
４；故２路到达的波行程差为Ａ。／２，相应的相位差为
订，即相位相反，若选择合适的特性阻抗，使到达
的２路信号的振幅相等，则端口“④”处的两路信号
相互抵消，从而实现隔离；同样由Ａ—＋ｃ的２路信号
为同相信号，故在端口“③”有耦合输出信号。耦合
端输出信号的大小同样取决于各线的特性阻抗，利
一 用微带双分支定向耦合器的设计公式。 ｃ＝ｌＯｌｇ赤（厶ｄＢ），ｚ印＝ｚ。√Ｋ—Ｉ％，Ｉ ２， Ｉｕ３ｒ’
支线特性阻抗分别为五。和乞。
３．０００ ３，１００ ３．２００
０．００５ ０．０１７ ０．０３６
３．３００
０．０５３
３．４００
０．０６４
３．５００
０．０６８
３．６００
０．０６４
３．７∞０．０４９
３．８００
０．０２５
８５．７７０ ８７．４６４
黯．６９７
８９．４９７ ８９．９２１ ２６９．９４２ ２６９．９６６ ２６９．９８６ ２凹．８０５
卜一Ａ∥一
３．９００ ４．Ｏ∞
０．００９ ０．０５ｌ
２６９．２００ ２６７．９３１
２００８年１２月
①
②
图３ ３ ｄＢ耦合器件Ｓ参数仿真结果图
④
③
图２耦合器结构图
假设输入电压信号从端口“①”经Ａ点输入，则
到达Ｄ点的信号有２路，一路由分支线直达，波行
程为Ａ。／４，另一路由Ａ—柏＿＋ｃ＿呻Ｄ，波行程为３Ａ／
在电路图中设置变量如图４，得到中频输出各 谐波分量如图５，变频增益随射频及本振信号输人 功率的变化曲线如图６，从图６可以看出，对于射频 与本振信号，其对应的最大变频增益值是不～样的， 前者是ＰＬＯ＝５ ｄＢｍ时变频增益达到最大值一 ８．５５２ ｄＢ。后者是ＰＲＦ＝一０．６６７ ｄＢｍ时，变频增益 达到最大值一９．８３５ ｄＢ。
— 实验科学与技术 ｄｅｓｉｇｎ就可以得出对应的结构图。
Ｓｕｂ Ｏ口ｔｌｔｅｒ·＝１１
Ｊ少Ｇｉｌｔ
ＳｕｂＭａｇ
ຫໍສະໝຸດ Baidu
ＳｕｂＰｈａｓｅ
耦合器由主线、副线和两条分支线组成，其中
分支线长度和间距均为中心波长的１／４，如图２所
示。设ｚ。＝厶，五＝‰（ｋ为阻抗变换比），五＝ ｚｏ，Ｚ３＝‰，平行连接线特性阻抗为ｚｏＰ，２个分
万方数据
·１４·
实验科学与技术
２００８年１２月
［２］ 阮怀林，罗景青，夏大勇．一种新的两个侦察站对
［４］ 邵国培，曹志耀，何俊，等．电子对抗作战效能分
雷达定位区域的计算方法［Ｊ］．电子对抗技术，２００４，
析［Ｍ］．北京：解放军出版社，１９９８：５８—７３．
１９（６）：２６—３０．
［５］ 王永诚，张令坤．多站时差定位技术研究［Ｊ］．现代
囟６变频增益随射频及本振信号输入功率的变化图
：：
１７
譬１１５６
．！‘，ｔ，
。．／７ ／ —一一
１４
ｉ
１３
腿Ｒ懒 ２．０Ｅ９ ２．５Ｅ９ ３．ＯＥ９ ３．５Ｅ９ ４．ＯＥ９ ４．５Ｅ９ ５．ＯＥ９
图７噪声系数随射频频率变化曲线图
２．３．３求１ ｄＢ压缩点 原理图不变，加入ＧＡＩＮ ＣＯＭＰＲＥＳＳＩＯＮ仿真
Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｎｇｌｅ－Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｍｉｘｅｒ Ｕｓｉｎｇ ＡＤＳ
ＸＵ Ｓｈｅｎｇ—ｈｕｍ （Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｓｃｉｅｎｃｅ ｓｎｄ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｌｎｇ，Ｎｉｎｇｂｏ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｚｈｅｊｉａｎ￥Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｎｉｎｇｂｏ ３１５１００，Ｃｈｉｎａ）
［３］ 何缓，杨春山，傅文斌．元源雷达定位精度分析
雷达，２００３，２５（２）：１－４．
［Ｊ］．现代雷达，２００７（５）：１—３．
．价疥西ｈ喀卜胡卜《争—力～咖价翻ｈ疥‘弘ｄ卜趔＾司＾翻卜胡卜喀ｈ露、舻、矿、劳、驴＇驴、驴、易、乎、哆～露坳ｑ争ｑ争，矿矗争ｑ争ｑ争驴电争司务趔争ｑＰ叫矿ｑ矿－驴《≯，·ｇ≯
参考文献(5条) 1.张秉一.刘重光 微波混频器 1984 2.张玉兴 射频模拟电路 2002 3.张孝文 高频电子线路 1984 4.吴志田 变容二极管的应用 1989
5.王建华.张靠社 谐波平衡有限元算法的研究[期刊论文]-西安交通大学学报 1999(12)
（上接第１０页） 得到２００ ＭＨｚ中频输出的噪声系数随ＲＦ频率的变
化，如图７所示。
５０ Ｏ
葺 －５０
笺一１００ ｏ－１５０
—２００ －２５０
ｆ／ＧＨｚ
—８ 一１０ 一１２ －１４
∞Ｐ７点嘻８ 一１６ 一１８ —２０
图５中频输出各谐波分量
ｆ
ｍｌ
／一 、
ｍ１ ＰＬ０＝５．０００ ＣａｎｖＧｍｎ＝８．５５２
参考文献
张秉一，刘重光．微波混频器【Ｍ］．北京：国防工业 出版社，１９８４． ［２］ 张玉兴．射频模拟电路［Ｍ］．北京：电子工业出版 社。２００２． ［３］ 张孝文．高频电子线路［Ｍ］．北京：高等教育出版 社。１９８４． ［４］ 吴志田．变容二极管的应用［Ｍ］．北京：国防工业出 版社，１９８９． ［５］ 王建华，张靠社．谐波平衡有限元算法的研究［Ｊ］． 西安交通大学学报，１９９９，３３（１２）：５－８．
２工作原理
图ｌ为一微带单平衡混频器，功率混合电路采 用３ ｄＢ分支线定向耦合器，射频信号和本振信号 分别从隔离臂ｌ、２端口加入时，初相位都是００， 考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系，通过 定向耦合器，加到Ｄ。，Ｄ：上的信号电压（蝈，啦） 和本振电压（口舯％）分别为：
收稿日期：２００８—０５—１９：修改日期：２００８一０６一０４ 作者简介：徐升槐（１９８２一），男，助理实验师。大学本科，
１引 言
混频器的作用是把收到的射频信号转变为易于 进一步处理的中频信号，然后送到中频放大器进行 放大，一般是由一个或多个非线形元件、本振源、
滤波电路和输Ⅳ输出匹配回路所组成的非线形网
络，其中非线形元件是最为重要的部分，本文设计 实例中，射频输入频率为３．６ ＧＨｚ，本振频率 ３．８ ＧＨｚ，中频输出频率在２００ ＭＨｚ，变频损耗小 于１５ ｄＢ。ＡＤＳ仿真设计软件可以模拟整个信号通 路，完成从电路到系统的各级仿真，当任何一级仿 真结果不理想时，都可以回到原理图中重新进行优 化，直到仿真结果满意为止。
在图８中，延长一阶互调量与三阶互调量在直 线段处的斜线，交点处的ＰＲＦ即为输入三阶互调 点，大约在１０ ｄＢｍ左右。
－５
∞一１０ —，，一
罩一１５
《一２０ 毒之５
ｔ事 ，ｈ
Ｉ、 ＼ Ｐ刚瞻１．ｎ 。０９．００８３ｔ６．ｉＩ１
∑ｋ一
；
＼
－３０ 一２０—１５一１０—５ ０
５ １０ １５ ２０
ＰＲＦ，ｄＢｍ
圆淼ｊ一一圜‘潲，一．．
ｊ‘。ｔ：ｆｒｅ醣Ｌｏ＃ｅｑ：ＲＦｆｒｅ遮’ＰＲＦ＝：２０－ｄ１３ｍ’ ５’ 。ＲＦｆｒｅｑｅ３．６ ＯＦＩｚ。 ‘ ‘ＰＬＯ＝１ ０２ｄＢｍ‘
“‘‘ＬＯ『ｒｅｑ＝３．８ ＧＨｚ‘‘‘‘‘‘。。
二叫阍ＭＭｅｅａａ毫ｓ，ｌＥ·ｃ｛－ｎ．’．‘‘ －·’·’·‘＋·‘·’·’
． ．Ｃｏｎ帕ａｉｎ＝ｄＢｍ（ｍｉｘ（Ｖｉｆ．，｛·’．。１｝））－尸ＲＦ． ．
ｉ：（ｆ）＝∑∑Ｌ。。ｅｘｐ［ｊｍ（ｔｏ。￡）＋
ｎ．ｍ＝一∞
ｊｎ（ｏｃ，∥＋罢）］
当ｍ±ｌ，／／，＝４－ｌ时，利用，－ｌ，＋ｌ＝，“一。的关系，可 以求出中频电流为：
ｉ矿＝４忆川Ｉｃｏｓ［（∞ｓ一∞ｃ）￡＋詈］
万方数据
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３设计过程
３．１ ３ ｄＢ定向耦合器设计
器，并设置输入的ＲＦ及输出的中频频率值，得到
４结果分析
由以上的仿真结果可以看到，变频损耗小于 １５ ｄＢ，噪声系数小于１８ ｄＢ，均符合设计目标，利 用ＡＤＳ的仿真器对ｌ ｄＢ压缩点和三阶互调进行了 分析，由于篇幅有限省略了中间过程，只给出了结 果，通过设计可以看出，利用ＡＤＳ进行微波电路 仿真，可以方便的得出最佳电路设计，指标符合规 定值。
万方数据
单平衡混频器的ADS设计与仿真
作者： 作者单位： 刊名：
英文刊名： 年，卷(期)： 被引用次数：
徐升槐， XU Sheng-huai 浙江大学宁波理工学院信息分院,浙江,宁波,315100
实验科学与技术 EXPERIMENT SCIENCE AND TECHNOLOGY 2008，6(6) 0次
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｉｎ ｄｅｔａｉｌ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ—ｂａｌａｎｃｅｄ ｍｉｘｅｒ ａｎｄ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ａｉｄ ｏｆ ＡＤＳ
（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｙｓｔｅｍ），ｐｒｅｓｅｎｔｓ ａ ｐａ而ｃｕｌａｒ ｄｅｓｉｇｎ ｅｘａｍｐｌｅｓｉｍｕｌａｔｏｄ ｂｙ ｍｅａｎｓ ｏｆ ＳｃａＲｅｆｉｎｇ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ａｎｄ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｂａｌａｎｃｅ， ａｎｄ ｖｅｒｉｆｉｅｓ ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｓｕｈｓ，ｗｈｉｃｈ ｓｈｏｗｓ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎｓｗｅｒｓ ｗｅｌｌ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｒｅｖｉｏｕｓ ｔａｒｇｅｔ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＡＤＳ；Ｈａｒｍｏｎｉｃ ｂａｌａｎｃｅ ｍｅｔｈｏｄ；Ｌｏｗ－ｐａｓｓ ｆｉｈｅｒ；Ｓｉｎｇｌｅ··ｂａｌａｎｃｅｄ ｍｉｘｅｒ；３ｄＢ ｂｒａｎｃｈ－·ｌｉｎｅ ｃｏｕｐｌｅｒ
第６卷第６期
实验科学与技术
·９·
单平衡混频器的ＡＤＳ设计与仿真
徐升槐
（浙江大学宁波理工学院信息分院，浙江宁波３１５１００）
摘要：介绍了单平衡混频器的工作原理及借助ＡＤＳ软件设计的步骤。给出设计实例，运用Ｓ参数及谐波平衡法对实例进行 仿真，由仿真结果验证可行性，通过设计可以看出，利用ＡＤＳ进行微波电路仿真，可以方便的得出最佳电路设计。指标符 合规定值。 关键词：ＡＤＳ软件；谐波平衡法；低通滤波器；单平衡混频器；３ｄＢ正交耦合电桥 中图分类号：田仃７３．２ 文献标识码：Ｂ 文章编号：１６７２—４５５０（２００８）０６一Ｏ００９一０３
ｚ一兰Ｌ Ｚ一虽笸
６ｔ１一Ｉ以，Ｉ’吐一Ｉ以，Ｉ
当耦合度为３ ｄＢ、阻抗变换比ｋ＝１，Ｚｏ＝５０ Ｑ
时，有
１
厅
Ｉ％，Ｉ＝嘉，ｚ印＝等磊，ｚ。Ｉ＝乙＝ｚｏ
－ √Ｚ
得到瓦＝３５ Ｑ。
利用ＡＤＳ软件自带的微带线计算工具ＬｉｎｅＣａｌｅ
可以方便得出以ＦＲ４为介质板的５０ Ｑ及３５ Ｑ微
带线的线宽分别为２．８８ ｍｍ和４．９ ｍｍ。为了满足
和电流，同样，经Ｆｏｕｒｉｅｒ变换成频域的非线性子网 络端口电压和电流应满足线性子网络端口的电压和 电流，因此可以设定一个最大的谐波数，建立一个线 性子网络端口电压（流）和非线性子网络端口的电 压（流）的误差函数，通过迭代，实现稳定的线性子 网络和非线性子网络的谐波平衡，ＡＤＳ中由谐波平 衡仿真器来完成上述功能。 ３．３．１ 中频输出与变频增益
从图３可以看出端口的相位差及功率关系均符 合设计要求，并且输出阻抗值得到良好的匹配。 ３．２低通滤波器设计
图４射频及本振信号设置
３．３．２噪声系数分析
采用ＡＤＳ的快速滤波器设计功能，设置好优化 目标的３ ｄＢ截止频率及阻带截止频率后，只需点击
只需把谐波平衡仿真器修改一下参数，就可以 （下转第１４页）
Ｉ
、
、
＼ｉ∥；
＼：＝／
Ｉ ｄＢ压缩点的输入电平为５．８９８ ｄＢｍ，输出电平为
－４．９４ ｄＢｍ。
３．３．４ Ｍｉｘｅｒ的三阶互调仿真 原理图不变，设置输入的信号源及变量得到仿
真图８。
芒
， —ｔ—一 ≥毒。
０
．／
《 ｇ∞Ｐ，ｔｌＳｊ々ｎ皂
一４０
—３０
－２０
—１０
０
１０
２０
ＰＲＦ｜ｄＢｍ
图８一阶与三阶互调量输出
耦合器的隔离度、功率的３ ｄＢ及９０。相位差的要求，
利用ＡＤＳ优化功能，设置好优化目标，仿真结果如
图３所示。
３．３谐波平衡分析 谐波平衡法是一种仿真非线性电路和系统失真
的频域分析方法，一般网络由线性子网络和非线性 子网络组成，线性子网络的特性可用频域代数方程 来描述，而非线性子网络则用时域的非线性方程来 表示，平衡时，经Ｆｏｕｒｉｅｒ反变换成时域的线性子网 络端口电压和电流应满足非线性子网络端口的电压
在职研究生。研究方向：高频与通信。
出
图１混频器整体结构图
吩ｌＶ￥ＣＯＳ（ｔｏｓｔ一罢），％＝ＶＬＣＯＳ（ｔＯＬ￡一１Ｔ）
口＆＝Ｖ￥ｃｏｓ（ｔＯｓ￡），口王２＝ＶＬＣ０８（ＷＬ￡＋詈） 由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电
压和本振电压的相位差，可以得到Ｄ。中混频电流 为：
ｉ。（￡）＝∑∑Ｌ，。ｅｘｐ［ｊｍ（ｔｏ。￡一孚）＋
４；故２路到达的波行程差为Ａ。／２，相应的相位差为
订，即相位相反，若选择合适的特性阻抗，使到达
的２路信号的振幅相等，则端口“④”处的两路信号
相互抵消，从而实现隔离；同样由Ａ—＋ｃ的２路信号
为同相信号，故在端口“③”有耦合输出信号。耦合
端输出信号的大小同样取决于各线的特性阻抗，利
一 用微带双分支定向耦合器的设计公式。 ｃ＝ｌＯｌｇ赤（厶ｄＢ），ｚ印＝ｚ。√Ｋ—Ｉ％，Ｉ ２， Ｉｕ３ｒ’
支线特性阻抗分别为五。和乞。
３．０００ ３，１００ ３．２００
０．００５ ０．０１７ ０．０３６
３．３００
０．０５３
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８５．７７０ ８７．４６４
黯．６９７
８９．４９７ ８９．９２１ ２６９．９４２ ２６９．９６６ ２６９．９８６ ２凹．８０５
卜一Ａ∥一
３．９００ ４．Ｏ∞
０．００９ ０．０５ｌ
２６９．２００ ２６７．９３１
２００８年１２月
①
②
图３ ３ ｄＢ耦合器件Ｓ参数仿真结果图
④
③
图２耦合器结构图
假设输入电压信号从端口“①”经Ａ点输入，则
到达Ｄ点的信号有２路，一路由分支线直达，波行
程为Ａ。／４，另一路由Ａ—柏＿＋ｃ＿呻Ｄ，波行程为３Ａ／
在电路图中设置变量如图４，得到中频输出各 谐波分量如图５，变频增益随射频及本振信号输人 功率的变化曲线如图６，从图６可以看出，对于射频 与本振信号，其对应的最大变频增益值是不～样的， 前者是ＰＬＯ＝５ ｄＢｍ时变频增益达到最大值一 ８．５５２ ｄＢ。后者是ＰＲＦ＝一０．６６７ ｄＢｍ时，变频增益 达到最大值一９．８３５ ｄＢ。
— 实验科学与技术 ｄｅｓｉｇｎ就可以得出对应的结构图。
Ｓｕｂ Ｏ口ｔｌｔｅｒ·＝１１
Ｊ少Ｇｉｌｔ
ＳｕｂＭａｇ
ຫໍສະໝຸດ Baidu
ＳｕｂＰｈａｓｅ
耦合器由主线、副线和两条分支线组成，其中
分支线长度和间距均为中心波长的１／４，如图２所
示。设ｚ。＝厶，五＝‰（ｋ为阻抗变换比），五＝ ｚｏ，Ｚ３＝‰，平行连接线特性阻抗为ｚｏＰ，２个分
万方数据
·１４·
实验科学与技术
２００８年１２月
［２］ 阮怀林，罗景青，夏大勇．一种新的两个侦察站对
［４］ 邵国培，曹志耀，何俊，等．电子对抗作战效能分
雷达定位区域的计算方法［Ｊ］．电子对抗技术，２００４，
析［Ｍ］．北京：解放军出版社，１９９８：５８—７３．
１９（６）：２６—３０．
［５］ 王永诚，张令坤．多站时差定位技术研究［Ｊ］．现代
囟６变频增益随射频及本振信号输入功率的变化图
：：
１７
譬１１５６
．！‘，ｔ，
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１４
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１３
腿Ｒ懒 ２．０Ｅ９ ２．５Ｅ９ ３．ＯＥ９ ３．５Ｅ９ ４．ＯＥ９ ４．５Ｅ９ ５．ＯＥ９
图７噪声系数随射频频率变化曲线图
２．３．３求１ ｄＢ压缩点 原理图不变，加入ＧＡＩＮ ＣＯＭＰＲＥＳＳＩＯＮ仿真
Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｎｇｌｅ－Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｍｉｘｅｒ Ｕｓｉｎｇ ＡＤＳ
ＸＵ Ｓｈｅｎｇ—ｈｕｍ （Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｓｃｉｅｎｃｅ ｓｎｄ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｌｎｇ，Ｎｉｎｇｂｏ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｚｈｅｊｉａｎ￥Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｎｉｎｇｂｏ ３１５１００，Ｃｈｉｎａ）
［３］ 何缓，杨春山，傅文斌．元源雷达定位精度分析
雷达，２００３，２５（２）：１－４．
［Ｊ］．现代雷达，２００７（５）：１—３．
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参考文献(5条) 1.张秉一.刘重光 微波混频器 1984 2.张玉兴 射频模拟电路 2002 3.张孝文 高频电子线路 1984 4.吴志田 变容二极管的应用 1989
5.王建华.张靠社 谐波平衡有限元算法的研究[期刊论文]-西安交通大学学报 1999(12)
（上接第１０页） 得到２００ ＭＨｚ中频输出的噪声系数随ＲＦ频率的变
化，如图７所示。
５０ Ｏ
葺 －５０
笺一１００ ｏ－１５０
—２００ －２５０
ｆ／ＧＨｚ
—８ 一１０ 一１２ －１４
∞Ｐ７点嘻８ 一１６ 一１８ —２０
图５中频输出各谐波分量
ｆ
ｍｌ
／一 、
ｍ１ ＰＬ０＝５．０００ ＣａｎｖＧｍｎ＝８．５５２
参考文献
张秉一，刘重光．微波混频器【Ｍ］．北京：国防工业 出版社，１９８４． ［２］ 张玉兴．射频模拟电路［Ｍ］．北京：电子工业出版 社。２００２． ［３］ 张孝文．高频电子线路［Ｍ］．北京：高等教育出版 社。１９８４． ［４］ 吴志田．变容二极管的应用［Ｍ］．北京：国防工业出 版社，１９８９． ［５］ 王建华，张靠社．谐波平衡有限元算法的研究［Ｊ］． 西安交通大学学报，１９９９，３３（１２）：５－８．
２工作原理
图ｌ为一微带单平衡混频器，功率混合电路采 用３ ｄＢ分支线定向耦合器，射频信号和本振信号 分别从隔离臂ｌ、２端口加入时，初相位都是００， 考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系，通过 定向耦合器，加到Ｄ。，Ｄ：上的信号电压（蝈，啦） 和本振电压（口舯％）分别为：
收稿日期：２００８—０５—１９：修改日期：２００８一０６一０４ 作者简介：徐升槐（１９８２一），男，助理实验师。大学本科，
１引 言
混频器的作用是把收到的射频信号转变为易于 进一步处理的中频信号，然后送到中频放大器进行 放大，一般是由一个或多个非线形元件、本振源、
滤波电路和输Ⅳ输出匹配回路所组成的非线形网
络，其中非线形元件是最为重要的部分，本文设计 实例中，射频输入频率为３．６ ＧＨｚ，本振频率 ３．８ ＧＨｚ，中频输出频率在２００ ＭＨｚ，变频损耗小 于１５ ｄＢ。ＡＤＳ仿真设计软件可以模拟整个信号通 路，完成从电路到系统的各级仿真，当任何一级仿 真结果不理想时，都可以回到原理图中重新进行优 化，直到仿真结果满意为止。
在图８中，延长一阶互调量与三阶互调量在直 线段处的斜线，交点处的ＰＲＦ即为输入三阶互调 点，大约在１０ ｄＢｍ左右。
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