一种极低功耗运算放大器的设计与仿真

文章编号:1673 0291(2011)02 0072 04
一种极低功耗运算放大器的设计与仿真
骆 丽,蔡晓伟,宫 琦
(北京交通大学电子信息工程学院,北京100044)
摘 要:为了满足低电压低功耗的应用需求,本文利用MOSFET 在亚阈区的超低功耗特性,实现了一种带共模反馈的亚阈运算放大器.该亚阈运算放大器结构简单,采用TSMC 0 18 m 工艺实现,且工作于1 2V 电源电压下.通过Synopsys Hspice 仿真,结果表明,该电路在输出负载为0 5
pF 时直流增益为70 97dB 、单位增益带宽6 346MHz 、相位裕度85 76 、正负压摆率分别为3 58V/ s 和-3 58V/ s,功耗仅为4 80 W.
关键词:极低功耗;亚阈;运算放大器;直流增益;单位增益带宽;相位裕度;压摆率中图分类号:TN495 文献标志码:A
Design and simulation of an ultra low power operation amplifier
L UO Li ,CAI X iaow ei ,G ON G Qi
(Schoo l of Electronics and I nformation Engineer ing ,Beijing Jiaotong U niversity,Beijing 100044,China)
Abstract:T o meet the requirements of low voltage and low power,a sub threshold operation amplifier (op amp)w ith common mode feedback is designed,using the ultra low power feature of MOSFET w hich w orks in sub threshold region.T he sub threshold op amp is implemented under TSMC 0 18 m process w ith a single 1.2V supply and simulated by Sy nopsys Hspice.The simulation results show that the sub threshold op amp w hth a 0.5pF output load has a DC g ain of 70 97dB,a unity gain bandw idth of 6 346MHz,a phase m argin of 85 76 ,positive and negative slew rate of 3 58V/ s and -3 58V/ s respectively,and its power consumption is only 4 80 W.
Key w ords:ultra low pow er;sub threshold;operation amplifier;DC gain;unity g ain bandwidth;phase margin;slew rate
收稿日期:2010 08 30
基金项目:国家自然科学基金资助项目(60976024)
作者简介:骆丽(1966 ),女,四川资阳人,教授,博士.主要研究方向为低功耗集成电路设计.email:lluo@.
近几年来,随着便携式设备(如M P3播放器、手机、数码相机和笔记本电脑等)的广泛普及,在电池容量增加较为困难的背景下,为了提高设备的续航能力,就需要降低电路的功耗,其中最主要就是降低电路中芯片的功耗[1].对于模拟电路来说,运算放大器是最重要的基本单元,模拟电路低功耗的实现很大程度上取决于运算放大器的功耗.运算放大器低功耗设计的方法有很多,大多集中在对电路结构和参数上的改进[2 3],但这样通常会增加电路的复杂度,并且对功耗的降低也并非特别明显.
从文献[4]可知,当M OSFET 工作在亚阈区
时,其漏极电流仅为nA 级,因此本文作者采用将MOSFET 偏置在亚阈区的方法,设计了一个带共模反馈的亚阈运算放大器.电路中除共模反馈模块外,所有晶体管均工作在亚阈区,通过Synopsys Hspice 仿真结果表明,其功耗仅为4 80 W.
1 MOSFET 亚阈区小信号模型
MOSFET 的亚阈区是指当晶体管的栅 源电压V GS 低于阈值电压V t ,但又足够大以使得在硅表面产生一个耗尽层时的工作区域.当给工作在亚阈区的M OSFET 漏 源两端加上电压偏置后,少子就会
第35卷第2期
2011年4月
北 京 交 通 大 学 学 报
JOU RN AL O F BEIJIN G JIAOT O NG U N IV ERSI T Y
V ol.35N o.2Apr.2011
发生扩散运动,产生漏极电流,也就是亚阈值电流,其数学表达式为[4]
I DS =I S0e
V GS -V t nV T
1-
e
-V DS V T
(1)
式中:V T =kT /q 为热电压当量;n =1+C d /C ox 为亚阈值斜率因子(Sub T hreshold Slope Factor);C d 为耗尽层电容;V DS 为漏 源电压;I S0为V GS =V t 时的亚阈值电流,其表达式为
I S0= n C ox
W L
(n -1)V 2T (2)
由式(1)可知,当V DS >4kT /q (在温度T 为300K 时4kT /q 约为100mV)时,漏极电流将饱和,这一点与MOSFET 工作在强反型区不同.其实亚阈区的漏极电流并不是只有亚阈值电流,还有其他类型的漏电流,如栅极泄漏电流、栅极感应漏极泄漏电流GIDL 和反偏二极管泄漏电流等形式的漏电流,但是这些电流都比亚阈值电流要小得多,因此在亚阈区时可以忽略[5].关于MOSFET 亚阈区的小信号模型,文献[5]提出了一种适用于低电压和低电流设计的EKV 亚阈等效电路,但是这种电路与文献[6]中的经典强反型区等效电路有较大的区别.为了方便电路的亚阈区设计,减少手算的繁琐度,本文参照亚阈值电流式(1)和式(2),对强反型区等效电路中的参数[6
]进行修正,提出了MOSFET 亚阈区小信号等效电路如图1所示.
图1 MOSFET 亚阈区等效电路
Fig.1 M OSFET sub threshold reg ion equivalent circuit
图中,G 、D 、S 分别为M OSFET 的栅极、漏极和
源极,g m s 为M OSFET 处于亚阈区的饱和状态时的跨导,r os 为MOSFET 处于亚阈区的漏 源等效电阻,经过推导可得g ms =I S0e
V GS -V t nV
T
1-
e -V
DS V T
1nV T =I DS nV T
(3)r os =V T I S0
e -V GS +V t +n V DS
n V T
(4)与工作在强反型区等效电路中的跨导g m 和输出电阻r o 一样,g ms 和r os 影响着亚阈电路的许多特性,如放大器的电压增益、频域特性等[5 6].
2 亚阈运算放大器
运算放大器结构的种类有很多,如套筒式共源共
栅、折叠式共源共栅、两级运放和增益提高运放等结构[6].本文所设计的亚阈运算放大器采用的电源电压为1 2V,属于低电压设计,虽然套筒式共源共栅结构的增益较大,但是由于自身结构的限制,其输出电压的摆幅很小.由于亚阈电路的工作电流仅为nA 级,因此电路中各节点的输出电阻非常大,这将严重影响整个电路的带宽,如果再采用多级运放结构或者是增益提高技术来提高运放的增益,这将使得整个运放的带宽变得非常窄.为了在增益与带宽之间做出折衷,本文所设计的亚阈运算放大器的结构采用的是单级的折叠共源共栅结构.由于运放的输出为差分输出,因此电路中还引入了共模反馈电路CMFB(Common Mode Feedback)来稳定运放输出的共模电平,亚阈运算放大器的整体电路如图2和图3[7]所示.
图2 折叠共源共栅亚阈运算放大器
F ig.2 Folded cascode sub thresho ld operation amplifier
图3 开关电容共模反馈电路
Fig.3 Sw itched capacito r common mo de feedback cir cuit
如图2所示的折叠共源共栅亚阈运算放大器为单级结构,采用PMOS 作为输入差分对,以实现高增益与低噪声,而折叠点处的共栅结构采用NMOS,相
比于PMOS 管具有更小的尺寸,对应的极点位置也更高,相位裕度也就更好.差分输入V i nn 和V inp 从PMOS 差分输入对M1、M2输入后,经共栅对M8、M9后输出.其中,M3、M10和M11为电流镜偏置,为整个亚阈运放提供偏置电流;M4、M5、M6和M7组成共源共栅结构的有源负载,用以提高亚阈运放的增益;
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第2期 骆 丽等:一种极低功耗运算放大器的设计与仿真
V B 1、V B2和V B3为偏置电压输入端,由基准电压偏置电路提供;而V CMFB 为如图3所示的共模反馈电路提供,用来控制M10、M11的栅极电压,以调节亚阈运放输出V outn 和V outp 的共模电平.
整个亚阈运算放大器的开环增益为
A v =G m R out
(5)
式中:G m 为亚阈运放的总跨导;R out 为亚阈运放的总输出电阻.假设电路的负载为空载,而从M6或M 7看进去的电阻为R out1,从M 8或M 9看进去的电阻为R out2,则
R out =R out 1//R out2
(6)由于
R out1=r os6,7(1+g ms6,7r os4,5)(7)R out2=r os8,9(1+g m s8,9r os10,11)
(8)
其中g ms 和r os 表达式见式(3)、式(4).将式(7)和式
(8)代入式(6)可得整个亚阈运放的输出电阻为
R out =r os6,7(1+g ms6,7 r os4,5)//
r os8,9(1+g ms8,9 r os10,11)
(9)而整个亚阈运放跨导即为输入差分对管跨导,即
G m =g ms1,2
(10)
所以亚阈运放的开环增益为
A v =g m s1,2 [r os6,7(1+g ms6,7 r os4,5)//
r os8,9(1+g m s8,9 r os10,11)]
(11)
由于运放的输出端接有开关电容共模反馈电路,该节点的等效电容与电阻都比电路中其他节点的等效电容电阻要大,因此整个亚阈运放的主极点为
f p =1/2 R out C L
(12)
其中C L 为运放的负载电容.在M 4/M 5与M6/M 7的节点处、M8/M10与M 9/M 11的节点处也都存在着寄生极点,这些寄生极点的频率远大于主极点,对亚阈运放带宽的影响较小.
由于全差分运放的输出共模电平不能由输入的共模电平通过反馈来固定,因此需要设计单独的输出共模反馈电路CMFB.本文采用的是如图3所示的开关电容共模检测反馈电路,该电路需要额外的非交叠时钟CLK1和CLK2,具有良好的线性度和平衡性,且不消耗静态功耗,因此适合于超低功耗应用.如图3所示,V out n 和V outp 为亚阈运放的差分输出,V CMFB 为电路的反馈控制电压输出,V CM 为参考共模电平,V B4为偏置电压输入,由偏置电路提供,CLK1和CLK2由非交叠时钟产生电路产生[8].下面就其工作原理进行分析:
1)当CLK1为低电平、CLK2为高电平时,M 11、M12和M 13截止,M 14、M 15和M 16导通,电
容C1、C2两端的电压恒定不变,而C3、C4两端电压
调整为(V CM -V B4)
2)当CLK1为高电平、CLK2为低电平时,M 11、M 12和M13导通,M14、M15和M16截止,电
容C1、C2、C3、C4上的电荷将重新分配,根据电荷守恒,可以计算出V CMFB 的电压为
V CMFB =
V outp -V out n
2
-V CM +V B4(13)
在理想情况下,当经过无数个时钟周期后,输出端的
共模电平将稳定在V CM ,即
(V out p -V outn )/2=V CM
(14)
使得V CM FB 也稳定在V B4.
由于开关电容共模检测反馈电路的引入,使得亚阈运放的负载电容C L 增大,这将改善运放的相位裕度,但同时也会使运放的带宽变窄.
3 仿真结果
在电源电压为1 2V 下,采用TSMC 0 18 m 工艺对所设计的亚阈运算放大器进行仿真.当输入V i np 为0 6V,对V inn 从0 59~0 61V 进行直流扫描,可得亚阈运放的直流传输特性曲线如图4所示.
图4 直流传输特性曲线Fig.4 DC.transfer character istic curve
从仿真结果可得出差分输出端所对应的输入失
调电压分别为:V OSn =1 88 V 、V OSp =-1 84 V.当亚阈运放的负载为0 5pF 时,运放的频域特性如图5所示,运放的中频增益为70 97dB,单位增益带宽为6 346MHz,相位裕度为85 76 .在亚阈运放的差分输入端分别输入相位相反、幅度为0~1 2V 的阶跃信号,并对其进行瞬态仿真,在差分输出端得到的响应如图6所示,由此计算可得运放的正压摆率SR +和负压摆率SR -分别为SR +=3 58V/ s,SR -=-3 58V/ s
除共模反馈电路外,亚阈运算放大器的所有MOSFET 都工作在亚阈区,静态工作电流为nA 级,工作速度慢,故相对工作在强反型区的运算放大器来说,亚阈运放的压摆率很低.本文同时还对负载为1pF 的情况进行了仿真,其结果与负载为0 5pF 的结果对比见表1.当亚阈运放的负载电容增大时,单位
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北 京 交 通 大 学 学 报 第35卷
图5 亚阈运放的频域响应
Fig.5 F requency response of sub threshold
operation
amplifier
图6 亚阈运放的瞬态响应Fig.6 T ransient response of sub thr eshold
operation amplifier
增益带宽和压摆率都变差,而相位裕度则是改善了.
表1 亚阈运算放大器仿真结果
T ab.1 Simulation r esults of sub threshold operation amplifier
负 载0 5pF 1pF 中频增益/dB 70 9770 97单位增益带宽/M Hz 6 3463 317相位裕度/( )85 7687 84压摆率/(V/ s)
-3 58~3 58
-1 89~1 88
当共模反馈电路的控制时钟CLK1和CLK2的频率为50MH z 时,反馈电压V CM FB 的输出瞬态波
形如图7所示.可以看出,V CMFB 在1 s 内达到平衡,并根据输出共模电平偏离V CM 的程度上下波动,其中平衡电压为V B4的电压值0 41
V.
图7 V C MFB 的瞬态响应F ig.7 T ransient r esponse of V CMFB
4 结束语
本文作者利用了MOSFET 在亚阈工作区功耗
低的特性,实现了一个带共模反馈,并且功耗仅为4 80 W 的运算放大器电路功耗比其在强度型区要小很多(一般为mW 级)[9]
.通过仿真结果表明,所设计的运算放大器适合应用于低电压、低功耗的电路.
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