IGBT驱动电路

IGBT模块驱动及保护技术
1 引言
IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。

它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。

其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十kHz频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。

IGBT是电压控制型器件，在它的栅极-发射极间施加十几V的直流电压，只有μA级的漏电流流过，基本上不消耗功率。

但IGBT的栅极-发射极间存在着较大的寄生电容（几千至上万pF），在驱动脉冲电压的上升及下降沿需要提供数A的充放电电流，才能满足开通和关断的动态要求，这使得它的驱动电路也必须输出一定的峰值电流。

IGBT作为一种大功率的复合器件，存在着过流时可能发生锁定现象而造成损坏的问题。

在过流时如采用一般的速度封锁栅极电压，过高的电流变化率会引起过电压，为此需要采用软关断技术，因而掌握好IGBT的驱动和保护特性是十分必要的。

2 栅极特性
IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。

由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。

在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极－集电极间的电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。

为此。

通常采用绞线来传送驱动信号，以减小寄生电感。

在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。

由于IGBT的栅极－发射极和栅极－集电极间存在着分布电容Cge和Cgc，以及发射极驱动电路中存在有分布电感Le，这些分布参数的影响，使得IGBT的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。

这可以用带续流二极管的电感负载电路（见图1）得到验证。

(a)等效电路(b)开通波形
图1 IGBT开关等效电路和开通波形
在t0时刻，栅极驱动电压开始上升，此时影响栅极电压uge上升斜率的主要因素只有Rg和
Cge，栅极电压上升较快。

在t1时刻达到IGBT的栅极门槛值，集电极电流开始上升。

从此时开始有2个原因导致uge波形偏离原有的轨迹。

首先，发射极电路中的分布电感Le上的感应电压随着集电极电流ic的增加而加大，从而削弱了栅极驱动电压，并且降低了栅极－发射极间的uge的上升率，减缓了集电极电流的增长。

其次，另一个影响栅极驱动电路电压的因素是栅极－集电极电容Cgc的密勒效应。

t2时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极－集电极间电容Cgc开始放电，在驱动电路中增加了Cgc的容性电流，使得在驱动电路内阻抗上的压降增加，也削弱了栅极驱动电压。

显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t3时刻，uce降到零为止。

它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。

在t3时刻后，ic达到稳态值，影响栅极电压uge的因素消失后，uge以较快的上升率达到最大值。

由图1波形可看出，由于Le和Cgc的存在，在IGBT的实际运行中uge的上升速率减缓了许多，这种阻碍驱动电压上升的效应，表现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。

为了减缓此效应，应使IGBT模块的Le和Cgc及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的开通速度。

IGBT关断时的波形如图2所示。

t0时刻栅极驱动电压开始下降，在t1时刻达到刚能维持集电极正常工作电流的水平，IGBT进入线性工作区，uce开始上升，此时，栅极－集电极间电容Cgc的密勒效应支配着uce的上升，因Cgc耦合充电作用，uge在t1－t2期间基本不变，在t2时刻uge和ic开始以栅极－发射极间固有阻抗所决定的速度下降，在t3时，uge 及ic均降为零，关断结束。

由图2可看出，由于电容Cgc的存在，使得IGBT的关断过程也延长了许多。

为了减小此影响，一方面应选择Cgc较小的IGBT器件；另一方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入Cgc的充电电流增加，加快了uce的上升速度。

图2 IGBT关断时的波形
在实际应用中，IGBT的uge幅值也影响着饱和导通压降：uge增加，饱和导通电压将减小。

由于饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一，因此必须尽量减小。

通常uge为15～18V，若过高，容易造成栅极击穿。

一般取15V。

IGBT关断时给其栅极－发射极加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗骚扰能力，通常取5～10V。

3 栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响
栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。

IGBT的MOS 沟道受栅极电压的直接控制，而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。

IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。

在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率降低损耗。

在正常状态下IGBT开通越快，损耗越小。

但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT损害。

此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。

其代价是较大的开通损耗。

利用此技术，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。

由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt 过大，产生较大的集电极电压尖峰。

因此对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。

栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响。

电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。

IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增大。

为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。

为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。

4 IGBT的驱动电路
IGBT的驱动电路必须具备2个功能：一是实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离；二是提供合适的栅极驱动脉冲。

实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。

图3为采用光耦合器等分立元器件构成的IGBT驱动电路。

当输入控制信号时，光耦VLC 导通，晶体管V2截止，V3导通输出＋15V驱动电压。

当输入控制信号为零时，VLC截止，V2、V4导通，输出－10V电压。

＋15V和－10V电源需靠近驱动电路，驱动电路输出端及电源地端至IGBT栅极和发射极的引线应采用双绞线，长度最好不超过0.5m。

图3 由分立元器件构成的IGBT驱动电路
图4为由集成电路TLP250构成的驱动器。

TLP250内置光耦的隔离电压可达2500V，上升和下降时间均小于0.5μs，输出电流达0.5A，可直接驱动50A/1200V以内的IGBT。

外加推挽放大晶体管后，可驱动电流容量更大的IGBT。

TLP250构成的驱动器体积小，价格便宜，是不带过流保护的IGBT驱动器中较理想的选择。

图4 由集成电路TLP250构成的驱动器
5 IGBT的过流保护
IGBT的过流保护电路可分为2类：一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。

对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。

这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。

IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。

如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。

存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。

通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。

软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。

但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。

为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。

所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。

降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。

降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。

若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。

上述降栅压的方法只考虑了栅压与短路电流大小的关系，而在实际过程中，降栅压的速度也是一个重要因素，它直接决定了故障电流下降的di/dt。

慢降栅压技术就是通过限制降栅压的速度来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值。

图5给出了实现慢降栅压的具体电路。

图5 实现慢降栅压的电路
正常工作时，因故障检测二极管VD1的导通，将a点的电压钳位在稳压二极管VZ1的击穿电压以下，晶体管VT1始终保持截止状态。

V1通过驱动电阻Rg正常开通和关断。

电容C2为硬开关应用场合提供一很小的延时，使得V1开通时uce有一定的时间从高电压降到通态压降，而不使保护电路动作。

当电路发生过流和短路故障时，V1上的uce上升，a点电压随之上升，到一定值时，VZ1击穿，VT1开通，b点电压下降，电容C1通过电阻R1充电，电容电压从零开始上升，当电容电压上升到约1.4V时，晶体管VT2开通，栅极电压uge随电容电压的上升而下降，通过调节C1的数值，可控制电容的充电速度，进而控制uge的下降速度；当电容电压上升到稳压二极管VZ2的击穿电压时，VZ2击穿，uge被钳位在一固定的数值上，慢降栅压过程结束，同时驱动电路通过光耦输出过流信号。

如果在延时过程中，故障信号消失了，则a 点电压降低，VT1恢复截止，C1通过R2放电，d点电压升高，VT2也恢复截止，uge上升，电路恢复正常工作状态。

6 IGBT开关过程中的过电压
关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。

极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。

所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。

但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。

一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。

7 IGBT的关断缓冲吸收电路
为了使IGBT关断过电压能得到有效的抑制并减小关断损耗，通常都需要给IGBT主电路设置关断缓冲吸收电路。

IGBT的关断缓冲吸收电路分为充放电型和放电阻止型。

充放电型有RC吸收和RCD吸收2种。

如图6所示。

(a)RC型(b)RCD型
图6 充放电型IGBT缓冲吸收电路
RC吸收电路因电容C的充电电流在电阻R上产生压降，还会造成过冲电压。

RCD电路因用二极管旁路了电阻上的充电电流，从而克服了过冲电压。

图7是三种放电阻止型吸收电路。

放电阻止型缓冲电路中吸收电容Cs的放电电压为电源电压，每次关断前，Cs仅将上次关断电压的过冲部分能量回馈到电源，减小了吸收电路的功耗。

因电容电压在IGBT关断时从电源电压开始上升，它的过电压吸收能力不如RCD型充放电型。

(a)LC型(b)RLCD型(c)RLCD型
图7 三种放电阻止型吸收电路
从吸收过电压的能力来说，放电阻止型吸收效果稍差，但能量损耗较小。

对缓冲吸收电路的要求是：
1)尽量减小主电路的布线电感La；
2)吸收电容应采用低感吸收电容，它的引线应尽量短，最好直接接在IGBT的端子上；
3)吸收二极管应选用快开通和快软恢复二极管，以免产生开通过电压和反向恢复引起较大的振荡过电压。

8 结语
本文对IGBT的驱动和保护技术进行了详细的分析，得出了设计时应注意几点事项：
——IGBT由于有集电极－栅极寄生电容的密勒效应影响，能引起意外的电压尖峰损害，所以设计时应让栅极电路的阻抗足够低以尽量消除其负面影响。

——栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程及驱动脉冲的波形都有很大影响。

所以设计时应综合考虑。

——应采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，达到短路保护的目的。

——在工作电流较大的情况下，为了减小关断过电压，应尽量减小主电路的布线电感，吸收电容器应采用低感型。

IGBT高压大功率驱动和保护电路的应用研究
[日期：2006-11-13]来源：电源技术应用作者：潘江洪苏建徽杜雪芳[字体：大中小]
摘要：通过对功率器件IGBT的工作特性分析、驱动要求和保护方法等讨论，介绍了的一种可驱动高压大功率IGBT的集成驱动模块HCPL-3I6J的应用
关键词：IGBT；驱动保护电路；电源
0 引言
IGBT在以变频器及各类电源为代表的电力电子装置中得到了广泛应用。

IGBT集双极型功率晶体管和功率MOSFET的优点于一体，具有电压控制、输入阻抗大、驱动功率小、控制电路简单、开关损耗小、通断速度快和工作频率高等优点。

但是，IGBT和其它电力电子器件一样，其应用还依赖于电路条件和开关环境。

因此，IGBT 的驱动和保护电路是电路设计的难点和重点，是整个装置运行的关键环节。

为解决IGBT的可靠驱动问题，国外各IGBT生产厂家或从事IGBT应用的企业开发出了众多的IGBT驱动集成电路或模块，如国内常用的日本富士公司生产的EXB8系列，三菱电机公司生产的M579系列，美国IR公司生产的IR21系列等。

但是，EXB8系列、M579系列和IR21系列没有软关断和电源电压欠压保护功能，而惠普生产的HCLP一316J有过流保护、欠压保护和1GBT软关断的功能，且价格相对便宜，因此，本文将对其进行研究，并给出1700V，200～300A IGBT的驱动和保护电路。

1 IGBT的工作特性
IGBT是一种电压型控制器件，它所需要的驱动电流与驱动功率非常小，可直接与模拟或数字功能块相接而不须加任何附加接口电路。

IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来控制的，当UGE大于开启电压UGE(th)时IGBT导通，当栅极和发射极间施加反向或不加信号时，IGBT被关断。

IGBT与普通晶体三极管一样，可工作在线性放大区、饱和区和截止区，其主要作为开关器件应用。

在驱动电路中主要研究IGBT的饱和导通和截止两个状态，使其开通上升沿和关断下降沿都比较陡峭。

2 IGBT驱动电路要求
在设计IGBT驱动时必须注意以下几点。

1)栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响，必须正确选择。

当正向驱动电压增大时，．IGBT的导通电阻下降，使开通损耗减小；但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大，可能使IGBT出现擎住效应，导致门控失效，从而造成IGBT的损坏；若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域，使IGBT过热损坏；使用中选12V≤UGE≤18V为好。

栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通，一般负偏置电压选一5V为宜。

另外，IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值，使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏。

2)IGBT快速开通和关断有利于提高工作频率，减小开关损耗。

但在大电感负载下IGBT 的开关频率不宜过大，因为高速开通和关断时，会产生很高的尖峰电压，极有可能造成IGBT 或其他元器件被击穿。

3)选择合适的栅极串联电阻RG和栅射电容CG对IGBT的驱动相当重要。

RG较小，栅射极之间的充放电时间常数比较小，会使开通瞬间电流较大，从而损坏IGBT；RG较大，有利于抑制dvce／dt，但会增加IGBT的开关时间和开关损耗。

合适的CG有利于抑制dic ／dt，CG太大，开通时间延时，CG太小对抑制dic／dt效果不明显。

4)当IGBT关断时，栅射电压很容易受IGBT和电路寄生参数的干扰，使栅射电压引起器件误导通，为防止这种现象发生，可以在栅射间并接一个电阻。

此外，在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射间并接两只反向串联的稳压二极管，其稳压值应与正负栅压相同。

3 HCPL-316J驱动电路
3.1 HCPL-316J内部结构及工作原理
HCPL-316J的内部结构如图1所示，其外部引脚如图2所示。

从图1可以看出，HCPL-316J可分为输入IC(左边)和输出IC(右边)二部分，输入和输出之间完全能满足高压大功率IGBT驱动的要求。

各引脚功能如下：
脚1(VIN+)正向信号输入；
脚2(VIN-)反向信号输入；
脚3(VCG1)接输入电源；
脚4(GND)输入端的地；
脚5(RESERT)芯片复位输入端；
脚6(FAULT) 故障输出，当发生故障(输出正向电压欠压或IGBT短路)时，通过光耦输出故障信号；
脚7(VLED1+)光耦测试引脚，悬挂；
脚8(VLED1-)接地；
脚9，脚10(VEE)给IGBT提供反向偏置电压；
脚11(VOUT)输出驱动信号以驱动IGBT；
脚12(VC)三级达林顿管集电极电源；
脚13(VCC2)驱动电压源；
脚14(DESAT) IGBT短路电流检测；
脚15(VLED2+)光耦测试引脚，悬挂；
脚16(VE)输出基准地。

其工作原理如图1所示。

若VIN+正常输入，脚14没有过流信号，且VCC2-VE=12v即输出正向驱动电压正常，驱动信号输出高电平，故障信号和欠压信号输出低电平。

首先3路信号共同输入到JP3，D点低电平，B点也为低电平，50×DMOS处于关断状态。

此时JP1的输入的4个状态从上至下依次为低、高、低、低，A点高电平，驱动三级达林顿管导通，IGBT也随之开通。

若IGBT出现过流信号(脚14检测到IGBT集电极上电压=7V)，而输入驱动信号继续加在脚1，欠压信号为低电平，B点输出低电平，三级达林顿管被关断，1×DMOS导通，IGBT 栅射集之间的电压慢慢放掉，实现慢降栅压。

当VOUT=2V时，即VOUT输出低电平，C 点变为低电平，B点为高电平，50×DMOS导通，IGBT栅射集迅速放电。

故障线上信号通过光耦，再经过RS触发器，Q输出高电平，使输入光耦被封锁。

同理可以分析只欠压的情况和即欠压又过流的情况。

3．2驱动电路设计
驱动电路及参数如图3所示。

HCPL-316J左边的VIN+，FAULT和RESET分别与微机相连。

R7，R8，R9，D5，D6和C12 起输入保护作用，防止过高的输入电压损坏IGBT，但是保护电路会产生约1µs延时，在开关频率超过100kHz时不适合使用。

Q3最主要起互锁作用，当两路PWM信号(同一桥臂)都为高电平时，Q3导通，把输入电平拉低，使输出端也为低电平。

图3中的互锁信号Interlock，和Interlock2分别与另外一个316J Interlock2和Interlock1相连。

R1和C2起到了对故障信号的放大和滤波，当有干扰信号后，能让微机正确接受信息。

在输出端，R5和C7关系到IGBT开通的快慢和开关损耗，增加C7可以明显地减小dic ／dt。

首先计算栅极电阻：其中ION为开通时注入IGBT的栅极电流。

为使IGBT迅速开通，设计，IONMAX值为20A。

输出低电平VOL=2v。

可得
C3是一个非常重要的参数，最主要起充电延时作用。

当系统启动，芯片开始工作时，由于IGBT的集电极C端电压还远远大于7V，若没有C3，则会错误地发出短路故障信号，使输出直接关断。

当芯片正常工作以后，假使集电极电压瞬间升高，之后立刻恢复正常，若没有C3，则也会发出错误的故障信号，使IGBT误关断。

但是，C3的取值过大会使系统反应变慢，而且在饱和情况下，也可能使IGBT在延时时间内就被烧坏，起不到正确的保护作
用，C3取值100pF，其延时时间
在集电极检测电路用两个二极管串连，能够提高总体的反向耐压，从而能够提高驱动电压等级，但二极管的反向恢复时间要很小，且每个反向耐压等级要为1000V，一般选取BYV261E，反向恢复时间75 ns。

R4和C5的作用是保留HCLP-316J出现过流信号后具有的软关断特性，其原理是C5通过内部MOSFET的放电来实现软关断。

图3中输出电压VOUT经过两个快速三极管推挽输出，使驱动电流最大能达到20A，能够快速驱动1700v、200-300A的IGBT。

3．3驱动电源设计
在驱动设计中，稳定的电源是IGBT能否正常工作的保证。

如图4所示。

电源采用正激变换，抗干扰能力较强，副边不加滤波电感，输入阻抗低，使在重负载情况下电源输出电压仍然比较稳定。

当s开通时，+12v(为比较稳定的电源，精度很高)电压便加到变压器原边和S相连的绕组，通过能量耦合使副边经过整流输出。

当S关断时，通过原边二极管和其相连的绕组把磁芯的能量回馈到电源，实现变压器磁芯的复位。

555定时器接成多谐振荡器，通过对C1的充放电使脚2和脚6的电位在4～8v之间变换，使脚3输出电压方波信号，并用方波信号来控制S的开通和关断。

+12v经过R1，D2给C1充电，其充电时间t1≈R1C2ln2；放
电时间t2=R2C1ln2，充电时输出高电平，放电时输出低电平。

所以占空比=t1／(t1+t2)。

变压器按下述参数进行设计：原边接+12v，频率为60kHz，工作磁感应强度Bw为O．15T，副边+15v输出2A，-5v输出1 A，效率n=80％，窗口填充系数Km为O．5，磁芯填充系数Kc为1，线圈导线电流密度d为3 A／mm2。

则输出功率
PT=(15+O．6)×2×2+(5+O．6)×1×2=64W。

变压器磁芯参数
由于带载后驱动电源输出电压会有所下降，所以，在实际应用中考虑提高频率和占空比来稳定输出电压。

4 结语
本文设计了一个可驱动l700v，200～300A的IGBT的驱动电路。

硬件上实现了对两个IGBT(同一桥臂)的互锁，并设计了可以直接给两个IGBT供电的驱动电源。

IGBT 的驱动与保护技术
1 ．IGBT 的驱动条件驱动条件与IGBT 的特性密切相关。

设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和 dUds ／dt 引起的误触发等问题。

正偏置电压Uge 增加，通态电压下降，开通能耗Eon 也下降，分别如图2 －62 a 和b 所示。

由图中还可看出，若十Uge 固定不变时，导通电压将随漏极电流增大而增高，开通损耗将随结温升高而升高。

负偏电压一Uge 直接影响IGBT 的可靠运行，负偏电压增高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响，－Uge 与集电极浪涌电流和关断能耗Eoff 的关系分别如图 2 －63 a 和 b 所示。

门极电阻Rg 增加，将使IGBT 的开通与关断时间增加；因而使开通与关断能耗均增加。

而门极电阻减少，则又使di/dt 增大，可能引发IGBT 误导通，同时Rg 上的损耗也有所增加。

具体关系如图2-64 。