一种新型毫米波空间功率分配合成网络

插入损耗和回波损耗，是一种竞争力较强的功率分配 合成网络结构。
-10 -20 -30 -40
参考文献
[1]
32 33 34 35 36 37
dB(S(1,1)) -50
-60 -70
刘学观，郭辉萍， “微波技术与天线” ，西安电子科技 大学出版社，2001 薛良金， “毫米波工程基础” ，哈尔滨工业大学出版社， 2004 周义， “Ka波段波导内空间功率合成技术研究” ，电子 科技大学硕士学位论文，2005
B. 矩形波导-微带对极鳍线过渡理论分析 波导鳍线过渡的优势在于该过渡结构可视为准平 面结构，易于系统集成，因此在微波毫米波混合集成 电路中得到了广泛应用。在微波毫米波混合集成电路 中，矩形波导到微带的过渡通常是通过制作在它们之 间的对脊鳍线来实现的。对极鳍线的渐变形式有许多 种，其中余弦平方渐变形式最为普遍。余弦平方渐变 过渡结构便于机械加工，因而制作成本相对较低。 最常用的波导 -微带单路对脊鳍线过渡结构如图2 所示，在整个过渡长度 l内，两个金属鳍线制作在基片 两面以组成一圆弧渐变段。圆弧之外，一个鳍用作微带 接地面，并与波导下部相连，而且其短接点与过渡段相 隔一微小距离。在过渡段的开始端，介质基片两面的金 属条带相距为波导的高度，这样才能最好的耦合TE10 模。1区和2区是对极鳍线过渡，它将射入的TE10 模的 电场集中并旋转90度， 成为在有交叠鳍的对脊鳍线中传 播的准TEM 模。同时，它还将波导的高阻抗准变为低 阻抗。3区、4区、5区将对脊鳍线转变为微带线[2]。
A Novel Spatial Power Divider/Combiner Circuit for Ka-band
Ran Feng, Ruimin Xu, Xiaoqiang Xie
University of Electronics Science and Technology Chengdu 610054 Abstract: This paper has described a novel spatial power divider/combiner circuit for Ka-band. This power divider uses a waveguide T-junction whose two arms are curved in an arc of 45 degrees as the first stage which divides the power into two ways, and then each of the output ports of T-junction is connected by a ２×２ antipodal finline-to-microstrip transition structure. And the power combiner is realized by reverting the input and output ports of the divider. This circuit not only realizes an eight way power dividing and combining, but also resolves the thermal dissipation problem efficiently. This power divider/combiner circuit was stimulated in ANSOFT HFSS and ADS. In the frequency range of 34GHz to 37GHz, the return loss is better than -25 dB, and insert loss is better than -0.24dB, which indicate that this power divider/combiner circuit has the merit of wide band and low insertion loss. Key Words : waveguide T-junction, antipodal finline-to-microstrip transition
1
引言
随着毫米波技术在雷达、通信、精确制导等领域
空间功率分配合成网络。这种结构可以很好地保证功 率的八等分输出，并且由于将四层鳍线分别安置在与 波导T-junction两等分臂相连接的波导中，与四层鳍线 安置在同一个波导中的结构相比，该结构有效地分散 了放大芯片释放的热量，提高了功率输出的能力。
越来越广泛的应用，为了增大雷达的作用半径，延长 通信距离，增强精确制导武器的抗干扰能力，对毫米 波功率源的输出功率提出了越来越高的要求。目前， 单个固态器件的输出功率受到工艺、散热、阻抗匹配 的限制，不能达到应用的要求。因此，必须采用功率 合成技术提高输出功率。 为此本文提出了一种新型的波导双层双对极鳍线
2
理论分析
A. 波导T-junction的理论分析 波导T-junction，如图 1所示，由于结构简单，常
用于微波功率分配合成网ຫໍສະໝຸດ Baidu中。根据分支平面与主波
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2007年全国微波毫米波会议论文集
导 TE10 模 的 场 的 位 置 关 系 T-junction 可 分 为 E-T 和 H-T。前者是指分支平面与主波导 TE10 模的电场一致 的T-junction， 后者是指分支平面与主波导 TE10 模的磁 场一致的T-junction。 E-T 和H-T在输入输出方面具有不 同的特性。当信号从 E-T的 1端口输入时，会从 2、 3端 口等幅反向输出；当信号从 H-T 的1 端口输入时，会从 2、 3 端口等幅同向输出 [1]。根据微波网络的理论可知， 由于T-junction属于三端口无源网络，其三个端口不能 同时获得匹配。
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2007年全国微波毫米波会议论文集
3
结论
本文提出了一种适用于毫米波频段的八路功率分
配合成网络。该网络利用T-junction作为输入和输出， 并采用两对波导 - 微带双层双对极鳍线过渡结构来完 成波导到微带的过渡，并同时承担功率分配和合成的 任务。经过仿真软件的仿真和优化，该结构具有低的
图9
w
d
图2
图4
1076
第四部分
微波毫米波无源器件及电路
图5
B. 双层波导-微带双对极鳍线过渡结构的设计 双对极鳍线过渡段采用了余弦平方的过渡形式， 其设计公式为
图7
在固定了层间距离s 和过渡段长度 l后，通过调整 半圆形金属片与鳍线的距离t来优化电路的性能。改变 (1) 该参数可以使可能存在于频带内的谐振点落到频带 外，因为这相当于改变了过渡结构谐振区域的形状。 通过仿真我们发现，当t=0.1mm时，在32GHz-37GHz 频带范围内没有谐振，在 32GHz-36.5GHz频带范围内 回波损耗小于-30 dB。 在确定了参数t的值后，再对过渡段长度 l进行扫 描，选出一个最佳的 l值。通过仿真发现，当过渡段长 度l小于 13mm时，电路的回波损耗都 增大了，并且当 l=11.8mm和 l=12.2mm时，频带内出现了谐振，并且随 着l的增大，谐振点向频段的高端移动，如图 8所示。 所以最终过渡段的长度l确定为13mm。
第四部分
微波毫米波无源器件及电路
一种新型毫米波空间功率分配合成网络
冯然 徐锐敏 谢小强
电子科技大学，成都 610054 摘要：本文描述了一种新型的波导- 鳍线空间功率合成分配网络。该网络采用了一个波导T-junction作为输入，并 利用这个T-junction作为第一级实现功率的二等分，然后将该T-junction的两等分臂转四分之一圆弧，并将两输出 端分别与一个两层的波导- 微带双对极鳍线过渡结构连接，从而实现了功率的八等分。将功率分配网络反过来就 成了一个功率合成网络。该结构的优点在于它不仅实现了多路的功率合成，并且有效地分散了功放散发的热量。 经过ANSOFT HFSS和ADS高频仿真软件的仿真结果表明该结构在 34-37GHz的范围内其回波损耗小于 -25dB，插 入损耗大于-0.24 dB。这表明该功率分配合成网络具有宽频带，低插损的优点。 关键字：波导T-junction，波导-微带双对极鳍线过渡
freq, GHz
(a)
[2] [3]
-0.18 -0.20 -0.22 -0.24
dB(S(2,1)) -0.26
-0.28 -0.30 32 33 34 35 36 37
freq, GHz
(b)
图10
1078
1 端口
根据波导 -微带单路对极鳍线过渡的原理，可以设 计出波导 -微带双路对极鳍线过渡的结构，如图3所示。 它与单路结构相比，具有更低的阻抗变换比，因而具 有更宽的带宽。
图3
3
2端 口 3端 口
两种理论的结合
A. 波导T-junction的设计 在本次设计中，我们采用E-T，因为通过电磁场三
图1
维场仿真软件ANSOFT HFSS的仿真发现 E-T的带宽比 H-T的带宽稍宽一些。由于T-junction本身是不匹配的， 通常需要在分支接头处放入适当的匹配元件来调节各 端口的匹配情况。同时又由于T-junction的各端口不能 同时匹配，所以需要在各端口的匹配上做一个折中。为 了调节各端口的匹配，我们在该 E-T的分支接头处增加 了一个不连续性结构。 该不连续性为对称臂中心处向内 凹进的一个立方体结构。通过改变该结构的宽度 w，凹 进的深度d ，可以调节该E-T的中心频率和带宽。同时， 为了使T-junction的2、3 端口能连接两个互相平行的波 导-双对极鳍线过渡结构，我们将T-junction的两对称臂 向内弯曲四分之一圆弧，如图4所示。当圆弧半径r越大 时，由于转弯造成的不连续性越小，损耗越小，但是由 于半径加大又会增大体积， 所以需要折中考虑圆弧的半 径 。 该 T-junction 的 参 数 为 w=3.3mm, d=1.5mm, r=3.2mm。其最终仿真结果如图5所示。
图8
C. 整体结构的设计仿真
图6
该功率分配合成网络的整体结构如图 9所示。 该功 率分配合成网络的仿真结果如图 10 所示。从仿真曲线 可以看出整个功率分配合成网络的回波损耗在 34GHz-37GHz都小于-25 dB，插入损耗大于-0.24 dB。
过渡段的长度 L对回波损耗影响比较大。一般来 说，过渡段越长，回波损耗越小，反之越大。但是， 随着过渡段长度 L的增大，电路的损耗也会增大，所 以需要折中考虑过渡段的长度 l。根据单面鳍线中余弦 平方线渐变鳍线的典型频率响应曲线 [3] ，如图7所示， 将l的初值设为13mm，此时所对应的 l / λ0 约等于1.2 。
b + 2w 2 πz W (z ) = sin , 0 ≤ z ≤ l 4 2l
其中， z为鳍线传输线的纵向坐标，b 为波导窄边 长度，w为50欧姆微带线的宽度，l为过渡段的长度。 由于我们使用的是BJ-320波导，波导尺寸很小， 当两层平行的过渡结构靠得太近时，不利于芯片的散 热。同时，对于波导主模 TE10 模，其电场在波导宽边 中心处最强，因此为了使波导中的电磁能量更好的耦 合到过渡结构上，这两层过渡结构又要越向中间靠近 越好。所以，通过折中考虑，我们选取间隔s 为 2mm。 在通常的过渡结构中，由于防止谐振的半圆形金 属片位于微带线的附近， 给安置放大芯片造成了困难。 因此，我们将该半圆形金属片放在了导带的背面，给 安置放大芯片留出了更大的空间，如图6所示。