全桥变换器报告

1600W全桥变换器Saber仿真及读书报告
学院信息工程学院
专业电子与通信工程
年级班别 2017级（2）班
学号 2111703116
学生姓名陈文威
指导教师李志忠
2017年12月
目录
一、1600W 全桥变换器Saber 仿真 (1)
1性能指标： (1)
（1）最大占空比max D 的确定 ....................................................................... 1 （2）变压器匝比K=S P N N 、最小占空比min D 的确定 .. (1)
（3）磁芯的选择 ........................................................................................... 2 （4）初级线圈和次级线圈的匝数 ............................................................... 2 （5）输出电感的计算 ................................................................................... 3 （6）输出电容的计算 ................................................................................... 4 （7）选择功率开关管Q1~Q4 ....................................................................... 4 （8）选择反并二极管D1~D4........................................................................ 5 （8）选择整流二极管DR1和DR2 ............................................................... 5 （9）防止磁通不平衡的隔直流电容的计算 ............................................... 5 （10）设计II 型误差放大器 ......................................................................... 6 （11）开环仿真 ............................................................................................. 8 （12）闭环仿真 (9)
二、读书报告 (12)
1 不对称pwm 反激变换器 ................................................................................ 12 2 最大无线功率传输效率的自适应最优负载电路的设计 .............................. 21 3综述 . (26)
一、1600W 全桥变换器Saber 仿真
1性能指标：
输出功率Po=1600W
输入直流电压Vinmin=238V~342V 额定输出电压Vo=48V 额定输出电流Io=33.33A 输出电压纹波Vrr:1%的最大值 开关频率fs=100KHz 期望效率η=0.8
（1）最大占空比max D 的确定
为了要防止桥臂上下俩管同时导通，需要设置一个死区时间。

所以Q1和Q3与Q2和Q4的最大导通时间必须限制在半周期的80%以内，即每个开关管的最大导通时间为0.82S T ，从而开关管的最大占空比为： max D =
S
S T T 2
8.0=0.4 （2）变压器匝比K=S P N N 、最小占空比min D 的确定
由功率守恒定理，输出功率O O O I V P ⨯=，输入功率ηO in P P =,由安匝守恒可得S P pft O N N K I I ==(其中pft I 为初级电流脉冲等效为平顶脉冲后的峰值)，从而变压器的匝比：
ηO
in S P V V D N N K min
max 2==
于是可以求得S P N N K ==8.048
238
4.02⨯⨯⨯=3.17
然后由下式求出高压满载时的最小占空比min D 8
.0342248
17.32max min ⨯⨯⨯=
=ηin O V KV D =0.278
（3）磁芯的选择
磁芯可以根据AP 法来选择，公式如下： AP=η
J K f B D P A A u s O w e max max
2⋅=
式中max B 为磁芯峰值密度，单位为T ；s f 为开关频率，单位为HZ ；u K 为磁芯窗口填充系数，单位为1；J 为电流密度,单位为2m A ；e A 、w A 分别为磁芯的截面积和窗口面积，单位为2m 。

上式中磁芯峰值密度max B 取0.1T ；电流密度J 取26105m A ⨯；窗口填充系数取0.2；O P =660W ；max D 为0.4；s f 为100000HZ ；η为0.8。

从而可以计算出e A w A =44801.410*01.4cm m =-，
我们选择最佳磁芯TDK-PCEE57/47-Z,其磁芯面积e A 为3.442cm ，窗口面积w A 为2.82362cm ，有效磁路长度g l =102mm ；显然e A w A =4.01<3.44*2.8236=9.71324cm 。

（4）初级线圈和次级线圈的匝数
初级绕组匝数由以下式子求出：
max
max
min max min 2B fA D V B A f D V N e in e s in P =
∆=
所以：
1
.01044.3101024
.023844⨯⨯⨯⨯⨯⨯=
-p N ≈14匝
从而次级线圈的匝数为：
17
.314
21=
===K N N N N P S S S ≈4匝 原边无气隙电感P L 为 3
72402
10
1022300
104141044.3---⨯⨯⨯⨯⨯⨯==
πμμe
i
p e P l N A L =1.91mH 其中：i μ为铁氧体PC40的初始磁导率，取2300；0μ为真空磁导率为7104-⨯π；
g l 为磁芯的有效磁路长度为m 310102-⨯
（5）输出电感的计算
输出电感是连续模式，所以电感选择应保证电流到输出最小规定电流
(min)o I =0.1o I 时，电感电流也能保证连续。

直流电流等于电感电流斜坡峰峰值的一半。

2/)(min max (min)L L o L I I -=或o L L I dI I I 2.0)(min max ==-，于是
f
on o S f on Lf
o L T V V L T V I dI )(2(min)-=== 而)2(S on s o T T V V =,则有： S
s
o on V T V T 2=
当输入直流电压in V 及相应的副边电压S V 最大时，on T 为S T D *min 2，于是
s
f o
f S O o f L V D L T D V D I )2
1()121
(
2.0min min min
-=-= 输出电感f L 为：
4
min 10*10*33.33*2.048*)278.05.0(2.0)21
(
-=-=s o o
f
f I V D L =17.76uH
求得输出电感值f L =17.76uH 。

（6）输出电容的计算
输出电容f C 的选择应满足最大输出纹波电压的要求。

输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR 的大小决定，而不是由电容本身的大小来决定，阻性纹波电压峰峰值rr V 为：
dI ESR V rr ⋅=
上式中：48V .0=∆=o rr V V ，dI 是所选的电感电流纹波的峰峰值o o I I 2.0=∆=6.66A
则有：
6.66
48
.0==dI V ESR rr =0.072Ω
由于ESR 与f C 的乘积基本不变，其值可取61065-⨯。

因此f C 可选为： uF C f
903072
.010656=⨯=-
验算容性纹波cr V ，从导通时段中点到关断时段的中点的半个周期（5us ）内，纹波电流为正。

该三角波电流的平均值I 为4o I ∆=1.67A ，所以此时平均电流在f C 上产生的纹波电压为： 6
6
10
9031051.67--⨯⨯⨯==f cr
C It V =9.2mV （7）选择功率开关管Q1~Q4
开关管Q1~Q4的电压应力相同，都是等于输入电压。

max max
in ds V V ==342V
开关管Q1~Q4的电流应力相同，由下面公式计算：
17
.333.33
max =
=
=K I I I o pft ds =10.5A 实际上在选取开关管的时候，max
ds V 的取值为MOSFET 额定电压的80~85%左右，故MOSFET 的电压额定==%80max dc D D S V V 428V ；其额定电流max )2~6.1(ds
D I I >=16.8~ 21.0A ，故其额定电压为500V ，电流额定为25A 。

（8）选择反并二极管D1~D4
反并二极管D1~D4的电压应力、电流应力与开关管一样。

故：
max
max ds
D V V ==342V 10.54.0⨯=
rms D I =6.64A
实际上在选取二极管的时候，最大反向电压RRM V >1.3max D V =445V ，平均正向电流rm s
D F I I 5.1>=9.96A ，最大其额定电压为500V,电流额定为10A 。

（8）选择整流二极管DR1和DR2
整流二极管DR1和DR2的电压应力相同，由下面公式计算：
17
.329022max max
⨯==K V V in DR ≈216V
整流二极管DR1和DR2的电流应力相同，由下面公式计算：
o rms
DR I D I 2
21max
+=
≈22.3A 实际上，最大反向电压ma x 3.1D R RRM V V >=281V ，平均正向电流rm s
DR
F I I 5.1>=33.5A,其额定电压为300V ，电流额定为18A 。

（9）防止磁通不平衡的隔直流电容的计算
饱和效应的产生是由于初级存在直流分量，为了避免这个直流分量的存在，
可在初级绕组中串联小容值的隔直电容b C 。

下降幅度dV 不应该超过10%。

4
min min 101023810.5
44%104.028.0⨯⨯⨯=
=⨯⨯=⨯=s in pft in S pft s pft b f V I V T I dV T I C =1.76uF
（10）设计II 型误差放大器
参数如下：
输入电压：V V 310
in = 输出电压：V V 480=
变压器原边绕组匝数：141=N
变压器副边绕组匝数：432==S S N N 输出滤波电感：uH L f 76.17=
输出滤波电容：)072.0.(903Ω==ESR uF C f 开关频率：kHz 100f s = 参考电压：V V R 55.2=
锯齿波电压峰峰值：V V RAMP 5.2=
首先，计算直流增益
48
55
.21445.2310⨯⨯=⨯⨯=o R P S RAMP in DC V V N N V V A =1.88
)88.1l o g (20)log(20==DC DC A G =5.5dB
输出LC 滤波器的转折频率为：
=⨯⨯⨯==--6
610
9031076.1721
21ππf f o C L F 1.26KHZ
ESR 零点频率（幅频特性由斜率-2突然转为-1的频率）为
6
10
903072.021
21-⨯⨯⨯==ππo ESR ESR C R F =2.449KHZ 现在选取交越频率为开关频率的1/5，即20KHZ 。

则
=-=-⨯-=-∆b c b c b c f f
f f f f G l o
g 40)log (log 202)(-11.5dB
所以C 点的增益=+=）11.5-（5.5C G -6.0dB
=-=-⨯-=-∆c
co
c co c co f f f f f f G log
20)log (log 102)(-18.2dB 所以co F 的增益）18.2-（-6.0+=co G =-24.2dB
因此，使得20KHZ 是交越频率，误差放大器此频率的增益为+24.2dB （16.2） 误差放大器增益加上总增益必须以-1斜率穿过交越频率。

II 型误差放大器幅频特性的水平部分增益是R2/R1，如果R1取1K Ω，则R2=16.2K Ω。

假设相位裕度为o 45。

环路在10KHZ 的总相移位360-45=o 315，LC 滤波器产生滞后相移，通过查表得到，对于KHZ F co 02=和KHZ F esr 449.2=,相位滞后约为097.1，于是，误差放大器仅允许315-97.1=o 7.921通过查表可得误差放大器滞后o 7.921，K 等于于3即可。

为了保证足够的裕度，假定K=3，产生相移o 162，加上LC 滤波器的o 97.1滞后相移，总相移滞后o 3.131，因此相位裕度为360-313.1=o 6.94的相位裕度。

K=3时，
零点频率kHZ F Z 6.720== ）（1221C R F Z π=
Ω=k R 16.22
nF 5.1）106.71016.22（12/13321
=⨯⨯⨯⨯==ππz
F R C
极点频率 z k 060232/122H C R F P =⨯==π
F
F R C p 164p )10061016.22/(1)2/(13322=⨯⨯⨯⨯==ππ
（11）开环仿真
（1）其仿真模型图如下
全桥开环仿真模型图
（2）全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图：
基于SG2535控制的全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图
（3）输出电压波形
全桥变换器闭环仿真输出电压波形
（12）闭环仿真
（1）其仿真模型如下图所示：
图1 基于SG3525控制的全桥变换器仿真模型图（2）全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图：
图2 基于SG2535控制的全桥变换器闭环仿真稳定工作时主要波形图（3）输出波形
图3 全桥变换器闭环仿真输出电压波形
（4）纹波
图4 全桥变换器闭环仿真输出电压纹波
图3 给出了全桥闭环仿真输出电压波形，这是变换器从启动到输出电压稳定的过程。

从仿真结果来看，电路能稳定输出47.924V。

图4给出了输出纹波电压波形图，电压纹波为0.415V，输出电压纹波控制在1%内，符合设计要求。

二、读书报告
1 不对称pwm反激变换器
D.H.Seo, O.J.Lee, S.H.Lim and J.S.Park
三星电机股份有限公司电力电子团队
韩国Kyunggi-Do，Suwon，Paldal-Gu，Maetan-three，314，442-743
电话+ 82-33 1-210-6246传真+ 82-33 1-210-5529电子邮箱：
ntuvanies@samsung.co.kr
摘要-本文提出了具有反激式输出整流器（非对称PWM反激式转换器）的非对称PWM变换器。

非对称PWM反激式转换器在有源开关中具有使用寄生元件谐振的零电压开关（ZVS）的特性。

而且，整流器级中的二极管可以轻松整流，这使换向期间的损耗和噪音最小化间隔。

本文介绍了设计程序，其中包括有源开关的ZVS范围和元件值满足二极管的零电流开关（ZCS）。

实验结果证实了这种拓扑的有效性。

1、前言
为了克服一个开关损耗的增加在常规的高开关频率操作中PWM转换器，开发了几种软开关技术。

从开关应力较低，附加元件数量较少，工作频率恒定的观点来看，非对称型PWM谐振变换器在传统谐振变换器上具有较强的优越性。

以前的非对称PWM转换器有一个半桥式整流器。

它的谐振元件基本上是谐振电容和变压器的磁化电感，所以不使用寄生有效的变压器组件。

有源钳位反激式转换器比以上传统的PWM转换器更具优势。

它使用变压器的漏感，并具有类似传统的反激式转换器的操作。

开关上的软开关以最少的附加元件数获得，但带有有源
钳位电路的反激式转换器存在二极管反向恢复问题，其有源开关必须克服比输入电压高得多的电压应力。

因此这是不适合的用高输入电压，如两级PFCDC-DC转换器。

相反，建议非对称PWM反激式转换器（图1）有两个谐振模式。

换句话说，谐振电容和磁化电感在第一谐振模式下共振。

谐振电容器和变压器的漏感是谐振元件，使开关和二极管能够轻柔地整流电压或电流。

此外，非对称PWM反激式转换器适用于高输入电压应用，因为开关上的电压应力被限制在输入电压，其简单的配置（包括自动复位变压器）能够以最少的元件数量降低成本。

最后，非对称PWM反激变换器具有PWM变换器的特点，因此设计过程简单，透明。

图1.不对称PWM反激式转换器
2、操作原理
该转换器的操作可以分为四个阶段，初级电流的方向及其路径决定了每个阶段。

变压器由具有励磁电感，漏感和具有匝数比的理想变压器的等效变压器模型代替。

等效电路和波形分别如图2和图3所示。

对于每个时间间隔，操作原理如下所述。

阶段1
变压器的初级电流I i是负向的，因此，电流流过S1的体二极管。

上面的开关Si在tlus间隔前已关闭，在电流变化的方向之前，应该先导通S1，而在ZVS 的条件下使开关损耗最小。

下部开关S2在整个间隔期间关闭。

阶段2
I1变为正值。

S1在I1阶段已经被打开，S2依然关闭。

I1由输入电压和电容器电压之间的差异几乎线性地增加。

变压器的初级电感和谐振电容是这个间隔中的两个谐振元件。

电能存储在变压器中。

阶段3
此阶段在S1关闭时开始。

S2，Cs2的输出电容放电，体二极管导通。

在
ZVS的条件下，S2应该在电流变化的方向之前接通。

谐振电容器和变压器的漏电感考虑了在阶段3和阶段4期间的电流的谐振波形。

磁化电流与初级电流之间的差值成为输出电流，由变压器的匝数比来缩放。

阶段4
在此期间，变压器的磁化电流从正向变为负向，I1变为负值。

S2已经打开，S1仍然关闭。

该间隔由S2的关闭信号终止.
3、稳态分析
具有不对称占空比的方波如下面傅立叶谱所示。

其中V1是输入电压，D是S1的占空比，w0是开关频率和
谐振电容CB阻断了Vs的直流分量。

而交流分量被馈送到谐振电路。

所以CB的平均电压是V1* D。

如果CB的交流纹波可以忽略，谐振电容电压接近于直流，变压器的漏感比励磁电感小得多，那么变换器的电压增益如下，利用变压器的伏秒平衡。

其中V0是输出电压，变压器比例是N：1。

使用转换器的功率平衡，初级电流的峰值II.pk近似如下
I0，L1，fs分别为输出电流，初级电感，开关频率。

是D的函数，并且随着D从零增加到0.5而增加，并且随着D从0.5增加到1而减小. 将电流馈送到输出的能力限制为D的0.5。

因此，应考虑转换器的有限的占空比利用率。

对于SI的ZVS，I1应该是负向的，即在阶段1开始时流过S1的体二极管。

换句话说，Ii.pk应该小于。

.
其中是转换器的预期效率。

输出电流I0由磁化电流与主谐振电流I1之间的差值组成。

因此，在零电流切换或零电流切换的条件下，二极管关断的阶段4结束时，这两个电流应该是相等的。

也就是说，在阶段3和4中，
k，R D, L1和L2是耦合系数，绕组电阻，初级电感和次级电感。

对于二极管的ZCS，谐振电容应该是设计满足以下等式。

4、设计和实验结果
为了验证这个提议的拓扑的有效性，设计和建造一个80W DC-DC转换器。

硬件配置在[6]有描述。

这个原型的参数：Vi=400V, V0=19V, 10=4.21A, f,= 140kHz, N=8, L1=426pH, L2=7.18pH, k=0.96, RD=0.24. 并且CB选择为35nF，这使得二极管的ZCS能够充分地降低电容器的交流纹波
其结果波形和效率分别如图4和图5所示。

实现两个有源开关中的ZVS，并获得二极管中的ZCS。

在包括控制器的功耗在内的满负荷条件下，原型的效率约为93％。

5、结论
本文提出了非对称PWM反激式转换器，并通过实验验证了其有效性。

并对其工作原理和稳定状态分析进行了描述。

这种拓扑通过软开关技术使开关损耗和噪声最小化。

设计和制造80W样机，满负荷条件下效率为93％。

参考文献
[I J Paul Imbertson and Ned Mohan, “Asymmetrical Duty Cycle Permits Zero Switching Loss in PWM Circuits with No Conduction Loss Penalty,” in Trans. on Industry Application, pp.121-125, Jan. 1993.
[2] Praveen K. Jam, Andre St-Martin and Gary Edwards, “Asymmetrical Pulse-Width-Modulated Resonant DC/DC Converter Topologies,” in T r a n s o n P o w e r E l e c t r o n i c s,p p.413-422,M a y1996 [3] Ramesh Oruganti, Phua Chee Heng, Jeffrey Tan Ioan Guan and Liew Ah Choy, “Soft-Switched DC/DC Converter with PWM Control,” in T r a n s.O n P o w e r E l e c t r o n i c s,p p.102-114,J a n.1998.
[4] Goran Stojcic, “Active-Clamp PWM Converter: Design-Oriented Analysis and Small-Signal Characterization,” VPI&SU Thesis, 1995.
[5] R Watson, F.C.Lee and G.C.Hua, “Utilization of an Active-Clamp Circuit to achive Soft Switching in Flyback Converters,” in PESC, pp.909-916, 1994.
[6] S.H.Lim “Asymmetrical Duty Cycle Flyback Converter,” US Patent No. 5959850, Sept. 28,1999
2 最大无线功率传输效率的自适应最优负载电路的设计
摘要- 一种在13.56MHz下的最大无线功率传输（WPT）效率的自适应最优负载电路（ALC）提出了磁耦合谐振WPT系统。

ALC是基于集总元件的匹配电路。

该串联部分由串联电容和电感组成。

分流部分由变容二极管和电容与开关组成。

最佳负载阻抗的可调范围为0.2〜50Ω。

提供的例子证明了ALC对达到最大的效率的有用性和有效性。

索引词- 无线功率传输、最适负载、自适应负载电路
Ⅰ.引言
近来无线电力传输成为热点问题之一，因为它对一些日用品有许多技术的影响，例如手机，笔记本电脑，医疗器械，电动车等。

WPT的概念是由特斯拉于1914年发起的[1]。

但直到最近，由于其效率低，仍然没有实现应用。

2007年，基于耦合模式理论（CMT）[2]的磁铁耦合WPT由马萨诸塞理工学院（MIT）Soljacic 教授及其研究小组首先提出[3]。

他们成功地点亮了一个60W的灯泡，器距离7英尺（超过2米）通过使用高Q因子的螺旋线圈。

据报道，在9.9 MHz时效率约为40％。

在本文之后，许多关于采用各种类型谐振器的磁耦合WPT的研究论文已经报道。

最佳负载条件下最大电力传输效率的磁耦合共振WPT系统已提出[3]，[4]。

然而，实现最佳负载还没有已解决。

在本文中，基于类似的推导最佳负载条件最大功率传输的效率，我们提出一个紧凑的自适应最优负载电路（ALC）用于最大的无线电力传输效率。

它是基于主要由两个变容二极管和七个开关控制的集总元件匹配电路。

Ⅱ.双谐振环路的磁耦合无线电力传输
图1为简化示意图。

主回路连接到AC电压源V和次级回路连接到由RL表示
的负载。

环的半径为r1和r2，并且螺旋环的半径分别是rring1和rring2。

C1和C2是片式电容与回路具有一些的电感形成谐振。

1φ是由电流上通过环路1产生的磁通量和2φ是电流通过环路2产生的磁通量。

Prad 和Ploss 表示辐射功率和环路消耗功率。

两个环路之间的距离是用d 表示。

根据环形天线理论，远场Prad 辐射的特征，如果有的话，主要发生在垂直于磁通线的方位角方向，如图所示。

图1 简化双谐振回路磁耦合无线电力传输系统原理图
图2给出了在图1所示WPT 系统的等效电路。

1L R 和2L R 是导体的欧姆电阻，Rr1和Rr2是辐射损耗电阻。

L1和L2分别是回路1和2的自感。

M 是由给出的互感因数2121)(k M L L =，其中k 是耦合系数取决于r1、R2和d 。

I1和I2是在每个回路上流动的电流。

功率传输比L η（或WPT 效率）由下式给出
)
1(k )1(k P P 2122212in L L βββη+++==Q Q Q Q (1) 其中Q1和Q2是由1101/w Q R L =,2202/w Q R L =给出的品质因数，是归一化负载电阻由给出。

R1和R2是环路谐振的总电阻由l1r11R R R +=，l2r22R R R +=2L /R R =β给出。

为了稳定Q1，Q2，R2和k ，L η取决于负载阻抗RL 或更直接地2L /R R =β。

通过设置)(L βη等于零，我们可以找到最大化out β，即：
2122out L,out k 1/R Q Q R +==β （2）
在图3中，绘制WPT 效率L η作为在同一0w 下对于不同b （out L L R R ,out //b ==ββ）的一个函数的图像。

这些曲线显示了择最佳负载电阻L R 对于WPT 效率的重要性
选。

但是，任何通常的测量设备和接收器的终端阻抗通常固定在50Ω。

因此，ALC 需要将来自接收机的任何特定阻抗转换为最佳负opt ,L R 。

图3 作为)/(kQ out b ββ=函数的WPT 效率L η
Ⅲ.自适应最佳负载电路
图4是WPT 系统使用集总元件的ALC 的示意图。

ALC 是基于基本的集总元件匹配电路。

最适负载电阻)(2,kQ R R opt L =由式（2）给出，即使kQ 很大，R2很小，通常这个电阻也小于50Ω。

图4 无线电力传输系统最适负载电路示意图
在本设计中，所需最佳负载电阻的范围假定为0.2〜50Ω。

电感和电抗的表达式receiver R 转化到opt L,R 在这里重新给出如下[5]
receiver opt
L opt L receiver R R R R B ,,/)(-= （3）
receiver
opt L receiver R R R B X ,1-= （4）
对于Receiver = 50Ω的情况，计算出的电抗X和导纳B被绘制为所需最佳负载阻抗的函数，如图5所示。

图5 在Receiver = 50Ω时计算的ALC的阻抗和导纳
ALC的原理图如图6所示。

理想ALC由一系列可调电感器和并联可调谐电容
组成。

图6 自适应最适负载电路原理图
然而，没有范围从5.8 nH到293 nH的可调谐电感器。

为此，ALC所提出的串联可调电感器被替换为由电感和由串联电容块（62 pF的电容和变容二极管）组成。

变容二极管的可变范围为1.7到10.3 pF。

SMV1283-011LF接合变容二极管超突发Skyworks公司的解决方案，被选择来控制
C值。

推荐的变容二极管的
1v
电容范围为14.228 pF至0.517pF，相应的必要反向偏置电压为0 V至26 V。

电感器的值已被选择为 2.2 PH，以确保当变容二极管被加载时它具有足够宽的带宽。

我们限制使用
C值从10.3 pF的（约0.8V）至1.7pF（约6.2V）。

分流部
1v
分由一个变容二极管和一个电容器块（由七个组成具有开关功能的电容器）组成。

C1、C2、C3、C4、C5、C6和C7分别为50pF，100pF，200pF，300pF，500pF，1nF 和2nF。

电容可能的范围为15〜102 pF。

来自SanyoSVC236变容二极管被选择来控制
C值。

使用开关和偏置电压控制的电容范围为15pF至4nF。

所需的串联变2v
容二极管和并联变容二极管的值，以及开关操作条件总结在表1中。

表一 双变容二极管和开关条件下对于不同最适负载阻抗的要求值
图7（a ）和（b ）显示了有ALC 和没有ALC 两种类型WPT 效率的比较。

在这些模拟，两个环的半径为10厘米。

环形谐振器的Q 因子是1840。

两个环路谐振器之间的距离d 分别为20cm 和43cm 。

耦合系数k 分别为0.037和0.0056。

电阻R2约为0.02Ω。

就这样计算出的最佳负载阻抗opt L,R 为1.32和0.2Ω。

比较WPT 效率的三种情况，没有ALC （Rreceiver = 50 )，具有理想的ALC ，与提出的ALC 。

第三种情况的带宽比第二种情况窄。

这是由于使用了串联LC 块，代替串联可调电感（不可实现）。

图7（a ）和（b ）中显示了在13.56 MHz 下L η为从64.2%增
加到97.1%，和从3.9%增加到82.3%。

(a)d=20cm(68,32.1,=Ω=kQ R opt L ) (b)d=43cm(68,32.1,=Ω=kQ R opt L )
图7 有ALC 和无ALC 两种情况下WPT 效率的对比
1
Ⅳ.结论
我们提出了一种自适应最优负载电路（ALC）用于最大无线功率传输效率。

所提出的ALC由两种偏差电压控制的变容二极管和七个开关的组合电容。

提供的例子说明了ALC对于实现最大WPT效率的有用性和有效性。

3综述
1、不对称pwm反激变换器这篇论文提出了具有反激式输出整流器（非对称PWM反激式转换器）的非对称PWM变换器。

非对称PWM反激式转换器在有源开关中具有使用寄生元件谐振的零电压开关（ZVS）的特性。

而且，整流器级中的二极管可以轻松整流，这使换向期间的损耗和噪音最小化间隔。

从开关应力较低，附加元件数量较少，工作频率恒定的观点来看，非对称型PWM谐振变换器在传统谐振变换器上具有较强的优越性。

以前的非对称PWM转换器有一个半桥式整流器。

它的谐振元件基本上是谐振电容和变压器的磁化电感，所以不使用寄生有效的变压器组件。

有源钳位反激式转换器比以上传统的PWM转换器更具优势。

它使用变压器的漏感，并具有类似传统的反激式转换器的操作。

开关上的软开关以最少的附加元件数获得，但带有有源钳位电路的反激式转换器存在二极管反向恢复问题，其有源开关必须克服比输入电压高得多的电压应力。

因此这是不适合的用高输入电压，如两级PFCDC-DC 转换器。

相反，建议非对称PWM反激式转换器（图1）有两个谐振模式。

换句话说，谐振电容和磁化电感在第一谐振模式下共振。

谐振电容器和变压器的漏感是谐振元件，使开关和二极管能够轻柔地整流电压或电流。

此外，非对称PWM 反激式转换器适用于高输入电压应用，因为开关上的电压应力被限制在输入电压，其简单的配置（包括自动复位变压器）能够以最少的元件数量降低成本。

最后，非对称PWM反激变换器具有PWM变换器的特点，使得设计简单明了。

拓扑图如下
图1 不对称PWM 反不对称PWM 反激式转换器激式转换器
2、最大无线功率传输效率的自适应最优负载电路的设计这篇论文提出一种在13.56MHz 下的最大无线功率传输（WPT ）效率的自适应最优负载电路（ALC ）提出了磁耦合谐振WPT 系统。

ALC 是基于集总元件的匹配电路。

该串联部分由串联电容和电感组成。

分流部分由变容二极管和电容与开关组成。

最佳负载阻抗的可调范围为0.2〜50Ω。

运用了双谐振环路的磁耦合无线电力传输技术，图1为简化示意图。

主回路连接到AC 电压源V 和次级回路连接到由RL 表示的负载。

环的半径为r1和r2，并且螺旋环的半径分别是rring1和rring2。

C1和C2是片式电容与回路具有一
些的电感形成谐振。

1φ是由电流上通过环路1产生的磁通量和2φ是电流通过环路2产生的磁通量。

Prad 和Ploss 表示辐射功率和环路消耗功率。

两个环路之间的距离是用d 表示。

根据环形天线理论，远场Prad 辐射的特征，如果有的话，主要发生在垂直于磁通线的方位角方向，如图所示。

图1 简化双谐振回路磁耦合无线电力传输系统原理图。