闭环控制系统设计
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输出负载电阻不同时，输出的滤波器的 增益特性如图 (a)所示。
假设输出滤波器处于临界阻尼 因为如果系统在临界阻尼是稳定的， 那么在其他负载情况下也是稳定的
第九章 闭环控制系统设计
4、脉宽调制器的增益
从误差放大器的输出到平均 电压Vsr(输出电感的输入端 电感)的增益称为PWM增益， 用Gm表示
当Vea位于三角波的底部 时，脉冲导通时间为0。因 此平均电压Vsr也为0。 因为Vav=(Vsp-1)(ton/T). 当Vea移动到3V三角波的 顶部时， ton/T＝0.5， Vav=0.5 *(Vsp-1)，Vav与 Vea之间的调制直流增益 为
图9.6
第九章 闭环控制系统设计
系统总开环增益是误差放大器增益与增益Gt的和。
图 (a)的缺点： 1、低频段系统开环增益不大，电压纹波 （120Hz）不够小 2、高频段总的开环增益比较大，高频噪声干扰 在系统中放大，使系统抗噪性能降低
解决办法：
1、电容C1与电阻R2串联，（图9.6的低 频特性）Fz=1/2πR2C1 2、电容C2和R2、C1支路并联，（图9.6 的高频特性） Fp=1/2πR2C2
第九章 闭环控制系统设计
右图(a)和图(b) 所示为不同输出阻抗Ro 值，LoCo滤波器的幅频特性和相频特性，
图中
和
k2＝1 临界阻尼电路 k2>1 欠阻尼电路 k2<1过阻尼电路 图(b)为不同k2下的相移 在转折频率处的相移均为90度
欠阻尼滤波器的相位延迟随频率变化 很快
具有－1增益斜率的电路，相位延迟 不会超过90度
两个相同极点Fp在剪切频率Fco处产生的相位滞后是 滞后相位和超前相位，加上固有得低频270o滞后相位（180o反相，加上初始极 点90o滞后），得到3型误差放大器得闭环滞后为
实际的设计准则：至少 35～45o的相位裕量
第九章 闭环控制系统设计
2、电路稳定的增益斜率准则
±20dB/10倍频程增益变化， 用±1斜率表示
图(a)和图(b)中，当频率增加十 倍或减少十倍时，容抗也增加或 减少十倍，但电阻保持不变，所 以增益变化为20dB/10倍频程
图(c)中，当输出电容没有等效 阻抗（ESR）时，输出的LC滤 波电路具有－2的增益斜率。
2、计算调制器增益Gm和采样网络增益Gs
由式(9.1)可知，调制器增益Gm=0.5(Vsp-1)/3，当占空比为0.5V且Vo=5V时， 由Vo=(Vsp-1)Ton/T，得Vsp=11V，所以
采用SG3524型PWM芯片，误差放大器的基准输入电压为2.5V。 Vo=5V，所以 采样网络的增益是Gs=-6dB
环增益处的倒数，为了使系统得开环增益曲线以－ 1斜率穿过点Fco，设计得误差放大器的增益曲线 在频率Fco附近必须具有＋1斜率。
图9.14
第九章 闭环控制系统设计
为了获得右图误差放大器增益曲 线，需要有两个零点在Fz和两个 极点在Fp
具有图9.14得曲线段EFGH增益特性的 误差放大器，称为3型误差放大器
第九章 闭环控制系统设计
9.9 设计实例——含有2型误差放大器的正激变换器反馈系统的稳定
正激变换器的设计参数
假设输出滤波器电容含有ESR，同时在 Fco处LC滤波器的增益曲线斜率为-1。 使用一个具有图9.6所示增益特性的2型误 差放大器来设计反馈系统。
1、计算Lo和Co，画出输出滤波器的 增益特性曲线 根据式(2.47)
第九章 闭环控制系统设计
9.1 引言
为什么反馈环路会振荡？
例：一个典型的正激变换器负 反馈系统
第十二章 闭环控制系统设计
9.2 系统振荡原理
1、电路稳定的增益准则 电路稳定的第一个准则： 在开环增益为1的频率（剪切频 率、交越频率或截止频率）处， 系统所有的总开环相位延迟必 须小于360o。
相位裕量？
第Leabharlann Baidu章 闭环控制系统设计
9.10 III 型误差放大器的使用及其传递函数 9.11 III 型误差放大器传递函数的零极点位置引起的相位滞后 9.12 III 型误差放大器的原理图、传递函数和零极点位置 9.13 III 型误差放大器增益曲线的元件选择 9.14 设计实例（III 型误差放大器） 9.15 不连续模式下反激变换器的稳定 9.16 不连续模式下反激变换器的误差放大器传递函数 9.17 设计实例（不连续模式下反激变换器的稳定） 9.18 本章小结
第九章 闭环控制系统设计
9.10 3型误差放大器的使用及其传递函数
含有ESR的输出电容(普通铝电解电容), 输出纹波电压Vor=RodI 减小输出纹波的唯一途径是通过增大Co来降低Ro 随着电容制造技术的进步：电容制造商已经生产出零ESR的铝电解电容， 以满足输出纹波非常小的应用场合。
当电容不含ESR时，LC滤波器的增益特性曲线在 转折频率继续以－2斜率下降。在期望的Fco点处， 误差放大器得增益等于在Fco处除滤波器外的总开
（9.1）
与频率无关
第九章 闭环控制系统设计
采样网络R1、R2的存在，有一个增益衰减Gs Vs和Vo之间的增益Gs是－6dB
5、LC输出滤波器加 调制器和采样网络的 总增益
第九章 闭环控制系统设计
9.3 误差放大器幅频特性曲线设计
设计步骤
1、确定剪切频率Fco， 使系统总开环增益在此 频率处为0dB 2、设计误差放大器增益 斜率，使系统总开环增 益曲线，在剪切频率附 近的斜率为-1 3、最后调整误差放大器 的增益曲线，以获得所 需的相位裕量
第九章 闭环控制系统设计
系统稳定的第二个准则：
为防止－2增益斜率的电路相位快 速变化，系统开环增益（包括回路中 所有环节增益之和）曲线，在剪切频 率附近的增益斜率为-1
系统稳定的第三个准则：
提供所需的相位裕量为45o左右。
第九章 闭环控制系统设计
3、LC输出滤波器的增益特性（输出电容含/不含ESR）
结论： 增加Fz和Fp之间的距离，会获得较大得相位裕量；减小Fz和Fp之间的距离， 会更好地衰减120Hz地纹波，并抑制高频噪声尖峰。 必须在两者之间寻求最佳的折中。
第九章 闭环控制系统设计
9.4 误差放大器的传递函数、零点和极点
阻抗Z1和Z2用复变量s=j(2πf)=jω表示， 电容C1的阻抗是1/sC1，电阻R1与电容 C1的串联阻抗是(R1+1/sC1) 串联的R1和电容C1与电容C2并联形成的 反馈支路阻抗为
零、极点表示的是误差放大器增益斜率变化点
一个零点，表示增益斜率变化了＋1 一个极点，表示增益斜率变化了－1
第九章 闭环控制系统设计
9.5 零极点频率引起的增益斜率变化规则 误差放大器增益曲线的绘制方法：
第九章 闭环控制系统设计
9.6 含单一零点和极点的误差放大器传递函数的推导
图9.7(b)中的误差放大器传递函数
放大器允许的相位滞后315－97＝218度。查表12.1。 由表12.1可知，当K值略小于3时，误差放大器得相位滞后满足218度的 要求，为保证有足够的相位裕量，假设K=4，获得208的度相位滞后 在截止频率Fco处的相位裕量为55度。
第九章 闭环控制系统设计
由表12.1可知，当K值略小于3时，误差放大器得相位滞后满足218度的要求， 为保证有足够的相位裕量，假设K=4，获得208的度相位滞后 在截止频率Fco处的相位裕量为55度。
2型误差放大器得增益曲线水平部分（F点到G点）的增益是R2/R1，如果R1取 1000 Ω ，R2为100 000 Ω
假设相位裕量为45度，在频率20kHz频率下，系统的总开环相位滞后应为360 －45＝315度。LC滤波器自身引起的相位滞后，由式(9.7)给出。 由Fesro=2500Hz在点Fco=20kHz处引起的相位滞后是97度（表12.2）
由Fp处的极点，引起在频率F处的滞后的相位是
（9.5）
由Fp的零点引起的，在剪切频率Fco处的滞后的相位是
（9.6）
第九章 闭环控制系统设计
2型误差放大器的固有低频相位滞后是180度(反相器)，加上由初始极点引起 的相位滞后90度，总的相位滞后（包括由零点引起的相位超前和由极点引起 的相位滞后）是
引入复变量s=jω，可得
代数运算后得到
因为C2<<C1，所以
s
（9.4）
式9.4是图9.7(b)的误差放大器的传递函数表达式，根据Venable命名， 此类放大器称为2型放大器
第九章 闭环控制系统设计
9.7 根据2型误差放大器的零、极点位置计算其相位延迟
根据Venable法，选定比率K=Fco/Fz=Fp/Fco 一个零点等同于一个RC微分器，会引起相位超前 一个极点等同于一个RC积分器，会引起相位滞后 由Fz处的零点，引起在频率F处的超前的相位是 由Fz处的零点引起的，在剪切频率Fco处的超前的相位是
（9.7）
第九章 闭环控制系统设计
9.8 输出电容含有ESR的LC滤波器的相位延迟
总的开环相位延迟，是误差放大器与输出LC滤波器的相位延迟之和。 ESR零点起相位超前的作用。 由Fesro处的ESR零点引起的，在频率F处的相位超前为
由Fesro处的ESR零点引起的，在频率Fco处的相位超前为
（9.8）
第九章 闭环控制系统设计
设计步骤：
1、计算Lo和Co，画出输出滤波器的增益特性曲线 根据式(2.47)
根据式(2.48) 式中dI是最小输入电流的两倍2A，Vor是输出纹波电压（0.05V）， 可得Co=2600μF 输出LC滤波器的转折频率为
第九章 闭环控制系统设计
ESR的零点频率（增益斜率由-2突变为-1时的斜率）为
误差放大器地传递函数用复变量s表示为：G(s)=Z2(s)/Z1(s) 因式分解
式中，z和p的值是RC乘积的表达式，表示不同的频率，令因式为零，可得频率
与z值相对应的频率称为零点频率，与p值对应的频率称为极点频率 初始极点：Fpo=1/2 πR0C0
第九章 闭环控制系统设计
9.5 零极点频率引起的增益斜率变化规则
第九章 闭环控制系统设计
9.1 概述 9.2 系统振荡原理 9 .3误差放大器幅频特性曲线的设计 9 .4 误差放大器的传递函数、零点和极点 9.5 零、极点频率引起的增益斜率变化规则 9.6 含有单一零点和极点的误差放大器传递函数的推导 9.7 根据II型误差放大器的零、极点位置计算它的相位延迟 9.8 输出电容含有ESR的LC滤波器的相位延迟 9.9 设计实例（ II型误差放大器）
第九章 闭环控制系统设计
9.3 误差放大器幅频特性曲线设计
选择剪切频率Fco=1/5Fs
大多数情况下，电容存在ESR， Fesr低于剪切频率Fco。 因此在剪切频率处， 增益曲线Gt=(Glc+Gpwm+Gs) 的斜率为－1
误差放大器在Fco的增益必
须等于此处增益 Gt=(Glc+Gpwm+Gs)的负 分贝数
K=4 零点频率Fz=5kHz。由式(9.3) Fz=1/2πR2C1 C1=1/2 π(100000)(5000)=318×10－12 F 极点频率Fp=20×4＝80kHz。由式(12.3) Fp=1/2πR2C2 C2=20×10－12 F
九章 闭环控制系统设计
系统开环增益曲线为图9.13所示的IJKLMNO曲线段，即ABCD与EFGH之和。
Fz位于较低频率处，低频增益会降低，不 能有效衰减120Hz的工频纹波。 Fp位于较高频率处，高频增益会增大， 从而使高频窄噪声尖峰以较大的幅值通过。
图9.14
第九章 闭环控制系统设计
9.11 3型误差放大器传递函数得零、极点位置引起得相位滞后
引入比例因子K=Fco/Fz=Fp/Fco 两个相同零点Fz在剪切频率Fco处产生的相位超前是
选择转折频率Fz和Fp，使Fco/Fz=Fp/Fco Fz和Fp越远，在剪切频率Fco处的相位裕量越大。
图9.7
第九章 闭环控制系统设计
选择转折频率Fz和Fp，使Fco/Fz=Fp/Fco Fz和Fp越远，在剪切频率Fco处 的相位裕量越大。
如果Fz选得太低，在120Hz 处的低频增益比选择较高频 率时低，120Hz纹波衰减效 果很差； 如果Fp选得太高，高频增 益比选择较低Fp时大，输 出端有更高的幅值高频噪声 尖峰。
第九章 闭环控制系统设计
除误差放大器外的开环 增益是
即图9.13所示曲线的 ABCD段。
第九章 闭环控制系统设计
3、设计误差放大器
选取截止频率为开关频率得1/5，即20kHz。 由图可得，误差放大器在截止频率下得增益应取＋40dB 因ABCD在频率20kHz处的斜率为－1，所以采用2型误差放大器可满足设计要求。
假设输出滤波器处于临界阻尼 因为如果系统在临界阻尼是稳定的， 那么在其他负载情况下也是稳定的
第九章 闭环控制系统设计
4、脉宽调制器的增益
从误差放大器的输出到平均 电压Vsr(输出电感的输入端 电感)的增益称为PWM增益， 用Gm表示
当Vea位于三角波的底部 时，脉冲导通时间为0。因 此平均电压Vsr也为0。 因为Vav=(Vsp-1)(ton/T). 当Vea移动到3V三角波的 顶部时， ton/T＝0.5， Vav=0.5 *(Vsp-1)，Vav与 Vea之间的调制直流增益 为
图9.6
第九章 闭环控制系统设计
系统总开环增益是误差放大器增益与增益Gt的和。
图 (a)的缺点： 1、低频段系统开环增益不大，电压纹波 （120Hz）不够小 2、高频段总的开环增益比较大，高频噪声干扰 在系统中放大，使系统抗噪性能降低
解决办法：
1、电容C1与电阻R2串联，（图9.6的低 频特性）Fz=1/2πR2C1 2、电容C2和R2、C1支路并联，（图9.6 的高频特性） Fp=1/2πR2C2
第九章 闭环控制系统设计
右图(a)和图(b) 所示为不同输出阻抗Ro 值，LoCo滤波器的幅频特性和相频特性，
图中
和
k2＝1 临界阻尼电路 k2>1 欠阻尼电路 k2<1过阻尼电路 图(b)为不同k2下的相移 在转折频率处的相移均为90度
欠阻尼滤波器的相位延迟随频率变化 很快
具有－1增益斜率的电路，相位延迟 不会超过90度
两个相同极点Fp在剪切频率Fco处产生的相位滞后是 滞后相位和超前相位，加上固有得低频270o滞后相位（180o反相，加上初始极 点90o滞后），得到3型误差放大器得闭环滞后为
实际的设计准则：至少 35～45o的相位裕量
第九章 闭环控制系统设计
2、电路稳定的增益斜率准则
±20dB/10倍频程增益变化， 用±1斜率表示
图(a)和图(b)中，当频率增加十 倍或减少十倍时，容抗也增加或 减少十倍，但电阻保持不变，所 以增益变化为20dB/10倍频程
图(c)中，当输出电容没有等效 阻抗（ESR）时，输出的LC滤 波电路具有－2的增益斜率。
2、计算调制器增益Gm和采样网络增益Gs
由式(9.1)可知，调制器增益Gm=0.5(Vsp-1)/3，当占空比为0.5V且Vo=5V时， 由Vo=(Vsp-1)Ton/T，得Vsp=11V，所以
采用SG3524型PWM芯片，误差放大器的基准输入电压为2.5V。 Vo=5V，所以 采样网络的增益是Gs=-6dB
环增益处的倒数，为了使系统得开环增益曲线以－ 1斜率穿过点Fco，设计得误差放大器的增益曲线 在频率Fco附近必须具有＋1斜率。
图9.14
第九章 闭环控制系统设计
为了获得右图误差放大器增益曲 线，需要有两个零点在Fz和两个 极点在Fp
具有图9.14得曲线段EFGH增益特性的 误差放大器，称为3型误差放大器
第九章 闭环控制系统设计
9.9 设计实例——含有2型误差放大器的正激变换器反馈系统的稳定
正激变换器的设计参数
假设输出滤波器电容含有ESR，同时在 Fco处LC滤波器的增益曲线斜率为-1。 使用一个具有图9.6所示增益特性的2型误 差放大器来设计反馈系统。
1、计算Lo和Co，画出输出滤波器的 增益特性曲线 根据式(2.47)
第九章 闭环控制系统设计
9.1 引言
为什么反馈环路会振荡？
例：一个典型的正激变换器负 反馈系统
第十二章 闭环控制系统设计
9.2 系统振荡原理
1、电路稳定的增益准则 电路稳定的第一个准则： 在开环增益为1的频率（剪切频 率、交越频率或截止频率）处， 系统所有的总开环相位延迟必 须小于360o。
相位裕量？
第Leabharlann Baidu章 闭环控制系统设计
9.10 III 型误差放大器的使用及其传递函数 9.11 III 型误差放大器传递函数的零极点位置引起的相位滞后 9.12 III 型误差放大器的原理图、传递函数和零极点位置 9.13 III 型误差放大器增益曲线的元件选择 9.14 设计实例（III 型误差放大器） 9.15 不连续模式下反激变换器的稳定 9.16 不连续模式下反激变换器的误差放大器传递函数 9.17 设计实例（不连续模式下反激变换器的稳定） 9.18 本章小结
第九章 闭环控制系统设计
9.10 3型误差放大器的使用及其传递函数
含有ESR的输出电容(普通铝电解电容), 输出纹波电压Vor=RodI 减小输出纹波的唯一途径是通过增大Co来降低Ro 随着电容制造技术的进步：电容制造商已经生产出零ESR的铝电解电容， 以满足输出纹波非常小的应用场合。
当电容不含ESR时，LC滤波器的增益特性曲线在 转折频率继续以－2斜率下降。在期望的Fco点处， 误差放大器得增益等于在Fco处除滤波器外的总开
（9.1）
与频率无关
第九章 闭环控制系统设计
采样网络R1、R2的存在，有一个增益衰减Gs Vs和Vo之间的增益Gs是－6dB
5、LC输出滤波器加 调制器和采样网络的 总增益
第九章 闭环控制系统设计
9.3 误差放大器幅频特性曲线设计
设计步骤
1、确定剪切频率Fco， 使系统总开环增益在此 频率处为0dB 2、设计误差放大器增益 斜率，使系统总开环增 益曲线，在剪切频率附 近的斜率为-1 3、最后调整误差放大器 的增益曲线，以获得所 需的相位裕量
第九章 闭环控制系统设计
系统稳定的第二个准则：
为防止－2增益斜率的电路相位快 速变化，系统开环增益（包括回路中 所有环节增益之和）曲线，在剪切频 率附近的增益斜率为-1
系统稳定的第三个准则：
提供所需的相位裕量为45o左右。
第九章 闭环控制系统设计
3、LC输出滤波器的增益特性（输出电容含/不含ESR）
结论： 增加Fz和Fp之间的距离，会获得较大得相位裕量；减小Fz和Fp之间的距离， 会更好地衰减120Hz地纹波，并抑制高频噪声尖峰。 必须在两者之间寻求最佳的折中。
第九章 闭环控制系统设计
9.4 误差放大器的传递函数、零点和极点
阻抗Z1和Z2用复变量s=j(2πf)=jω表示， 电容C1的阻抗是1/sC1，电阻R1与电容 C1的串联阻抗是(R1+1/sC1) 串联的R1和电容C1与电容C2并联形成的 反馈支路阻抗为
零、极点表示的是误差放大器增益斜率变化点
一个零点，表示增益斜率变化了＋1 一个极点，表示增益斜率变化了－1
第九章 闭环控制系统设计
9.5 零极点频率引起的增益斜率变化规则 误差放大器增益曲线的绘制方法：
第九章 闭环控制系统设计
9.6 含单一零点和极点的误差放大器传递函数的推导
图9.7(b)中的误差放大器传递函数
放大器允许的相位滞后315－97＝218度。查表12.1。 由表12.1可知，当K值略小于3时，误差放大器得相位滞后满足218度的 要求，为保证有足够的相位裕量，假设K=4，获得208的度相位滞后 在截止频率Fco处的相位裕量为55度。
第九章 闭环控制系统设计
由表12.1可知，当K值略小于3时，误差放大器得相位滞后满足218度的要求， 为保证有足够的相位裕量，假设K=4，获得208的度相位滞后 在截止频率Fco处的相位裕量为55度。
2型误差放大器得增益曲线水平部分（F点到G点）的增益是R2/R1，如果R1取 1000 Ω ，R2为100 000 Ω
假设相位裕量为45度，在频率20kHz频率下，系统的总开环相位滞后应为360 －45＝315度。LC滤波器自身引起的相位滞后，由式(9.7)给出。 由Fesro=2500Hz在点Fco=20kHz处引起的相位滞后是97度（表12.2）
由Fp处的极点，引起在频率F处的滞后的相位是
（9.5）
由Fp的零点引起的，在剪切频率Fco处的滞后的相位是
（9.6）
第九章 闭环控制系统设计
2型误差放大器的固有低频相位滞后是180度(反相器)，加上由初始极点引起 的相位滞后90度，总的相位滞后（包括由零点引起的相位超前和由极点引起 的相位滞后）是
引入复变量s=jω，可得
代数运算后得到
因为C2<<C1，所以
s
（9.4）
式9.4是图9.7(b)的误差放大器的传递函数表达式，根据Venable命名， 此类放大器称为2型放大器
第九章 闭环控制系统设计
9.7 根据2型误差放大器的零、极点位置计算其相位延迟
根据Venable法，选定比率K=Fco/Fz=Fp/Fco 一个零点等同于一个RC微分器，会引起相位超前 一个极点等同于一个RC积分器，会引起相位滞后 由Fz处的零点，引起在频率F处的超前的相位是 由Fz处的零点引起的，在剪切频率Fco处的超前的相位是
（9.7）
第九章 闭环控制系统设计
9.8 输出电容含有ESR的LC滤波器的相位延迟
总的开环相位延迟，是误差放大器与输出LC滤波器的相位延迟之和。 ESR零点起相位超前的作用。 由Fesro处的ESR零点引起的，在频率F处的相位超前为
由Fesro处的ESR零点引起的，在频率Fco处的相位超前为
（9.8）
第九章 闭环控制系统设计
设计步骤：
1、计算Lo和Co，画出输出滤波器的增益特性曲线 根据式(2.47)
根据式(2.48) 式中dI是最小输入电流的两倍2A，Vor是输出纹波电压（0.05V）， 可得Co=2600μF 输出LC滤波器的转折频率为
第九章 闭环控制系统设计
ESR的零点频率（增益斜率由-2突变为-1时的斜率）为
误差放大器地传递函数用复变量s表示为：G(s)=Z2(s)/Z1(s) 因式分解
式中，z和p的值是RC乘积的表达式，表示不同的频率，令因式为零，可得频率
与z值相对应的频率称为零点频率，与p值对应的频率称为极点频率 初始极点：Fpo=1/2 πR0C0
第九章 闭环控制系统设计
9.5 零极点频率引起的增益斜率变化规则
第九章 闭环控制系统设计
9.1 概述 9.2 系统振荡原理 9 .3误差放大器幅频特性曲线的设计 9 .4 误差放大器的传递函数、零点和极点 9.5 零、极点频率引起的增益斜率变化规则 9.6 含有单一零点和极点的误差放大器传递函数的推导 9.7 根据II型误差放大器的零、极点位置计算它的相位延迟 9.8 输出电容含有ESR的LC滤波器的相位延迟 9.9 设计实例（ II型误差放大器）
第九章 闭环控制系统设计
9.3 误差放大器幅频特性曲线设计
选择剪切频率Fco=1/5Fs
大多数情况下，电容存在ESR， Fesr低于剪切频率Fco。 因此在剪切频率处， 增益曲线Gt=(Glc+Gpwm+Gs) 的斜率为－1
误差放大器在Fco的增益必
须等于此处增益 Gt=(Glc+Gpwm+Gs)的负 分贝数
K=4 零点频率Fz=5kHz。由式(9.3) Fz=1/2πR2C1 C1=1/2 π(100000)(5000)=318×10－12 F 极点频率Fp=20×4＝80kHz。由式(12.3) Fp=1/2πR2C2 C2=20×10－12 F
九章 闭环控制系统设计
系统开环增益曲线为图9.13所示的IJKLMNO曲线段，即ABCD与EFGH之和。
Fz位于较低频率处，低频增益会降低，不 能有效衰减120Hz的工频纹波。 Fp位于较高频率处，高频增益会增大， 从而使高频窄噪声尖峰以较大的幅值通过。
图9.14
第九章 闭环控制系统设计
9.11 3型误差放大器传递函数得零、极点位置引起得相位滞后
引入比例因子K=Fco/Fz=Fp/Fco 两个相同零点Fz在剪切频率Fco处产生的相位超前是
选择转折频率Fz和Fp，使Fco/Fz=Fp/Fco Fz和Fp越远，在剪切频率Fco处的相位裕量越大。
图9.7
第九章 闭环控制系统设计
选择转折频率Fz和Fp，使Fco/Fz=Fp/Fco Fz和Fp越远，在剪切频率Fco处 的相位裕量越大。
如果Fz选得太低，在120Hz 处的低频增益比选择较高频 率时低，120Hz纹波衰减效 果很差； 如果Fp选得太高，高频增 益比选择较低Fp时大，输 出端有更高的幅值高频噪声 尖峰。
第九章 闭环控制系统设计
除误差放大器外的开环 增益是
即图9.13所示曲线的 ABCD段。
第九章 闭环控制系统设计
3、设计误差放大器
选取截止频率为开关频率得1/5，即20kHz。 由图可得，误差放大器在截止频率下得增益应取＋40dB 因ABCD在频率20kHz处的斜率为－1，所以采用2型误差放大器可满足设计要求。