LLC谐振变换器的原理说明

LLC谐振变换器
要提高主变换器能效,可以采用以下四种方式:
一是降低导通损耗或者是减小初级峰值电流和均方根电流来降低一次导通损耗;
二是采用软开关技术降低开关损耗;
三是减小整流器的压降,例如采用低的正向压降二极管或者FET整流器,来降低二次损耗; 四是采用更好的磁芯材料来降低磁芯损耗.
杨恒.LED照明驱动器设计步骤详解[M].北京：中国电力出版社.2010
1软开关技术的提出（电力电子技术-西安交通大学王兆安黄俊第四版）
还是从小型化、轻量化的发展趋势看，装置的效率以及电磁兼容的要求变得更高。

当提高开关频率，开关损耗增加，电路的效率下降，电磁干扰也增大，这里提出了软开关技术，它是利用谐振的辅助换流手段，从而解决电路的开关损耗和开关噪声的问题。

硬开关：开关过程中，电压电流均不为零，出现重叠，因此导致开关损耗（电路效率的降低、阻碍开关频率的提高）。

并且，电流电压变化很快，波形有明显的过冲，导致了开关噪声（电磁干扰EMI）。

如图5-1所示：
图5-1 硬开关电路波形
软开关：通过增加电感、电流等谐振元件，构成辅助换流网络，在开关过程的前后引入谐振过程。

开关开通前电压降为零，或者关断之前电流降为零，消除电压电流之间的重叠，降低电压电流的变化率，减小开关损耗和开关噪声。

如图5-2所示：
图5-2 软开关电路波形
主要的软开关拓扑结构有:
结合本文设计要求,将采用双电感加单电容的谐振变换器。

2谐振变换器的发展
为了降低开关损耗和开关噪声，并且容许高频运行，谐振开关技术得到了发展。

在各类的谐振变换器中，LC串联谐振变换器是最简单也是最普遍的。

1）LC串联谐振变换器
电路中电感与电容串联，形成一个串联谐振腔。

这个谐振腔的阻抗与负载串联，则由于其串联分压作用，增益总是小于1。

谐振腔的阻抗与频率有关，在其谐振频率fr下阻抗最小，此时的增益也最大。

根据电路的直流特性可知：
① fs>fr时,开关管 Q-->ZVS；
②轻载时，fs要变化很大才能保证输出电压不变;
③ Vin增大时,fs增大使输出电压保持不变。

此时谐振腔的阻抗也增大，则谐振腔内有很高的能量在循环，而并没有把这些能量供给负载，并且使半导体器件的应力增大。

因此，串联谐振变换器存在一些不利因素：轻载调整率高、高的谐振能量、高输入电压时较大的关断电流等。

2）LC并联谐振变换器
根据其直流特性可知：
① fs>fr时，实现软开关；
②轻载时，fs并不要变化很大来维持输出电压不变；
③ Vin增大时，fs增大来维持输出电压不变。

此时谐振腔内循环的能量依然很大，即使是在轻载的条件下，由于负载与电容并联，仍然有一个比较小的串联阻抗。

与SRC相比，PRC优点：在轻载时，频率变化不大即可保证输出电压不变。

其缺点是：高的谐振能量、高输入电压时关断电流较大会引起较大的关断损耗。

3）LCC谐振电路：
对于LCC电路，存在两个谐振频率：
f r=
1
2π√L r C r
f p=
2π√L r(C r//C m)
显然，fr2<fr1。

由直流特性曲线可知：
①当fr2<fs<fr1时，MOSFET工作在ZCS区域，对于MOSFET而言，ZVS模式下开关损耗较ZCS模式要小；
②为了满足ZVS，fs>fr1，这样低频谐振点没有利用。

从这个方案可以看出，可以利用双谐振网络来实现ZVS，如果将LCC的直流特性左右翻转，那么低频谐振点就可以利用上。

因此，出现了特性较好的谐振变换器LLC结构。

3 LLC谐振变换器
LLC谐振变换器的拓扑结构有两种：
一是全桥：电压增益较大（2倍半桥），初级电压是半桥的两倍，变压器原边电流减小一半。

一般情况下，LLC 谐振拓扑包括3级电路，如图3所示:方波发生器、谐振网络和整流器网络。

方波发生器负责产生方波电压V d，通过50%占空比交替驱动开关Q1 和Q2 来实现。

通常，在连续切换中会引入一个较小的死区时间（防止直通，造成开关管的损坏）。

方波发生器可以构造成全桥或半桥类型。

谐振网络是由电容、变压器漏感和励磁电感组成的。

谐振网络可以滤除高次谐波电流。

电流滞后于施加到谐振网络上的电压，可以实现MOSFET零电压开通。

当 MOSFET 电压为零时 MOSFET 开通，此时电流流经反并联二极管。

整流器网络主要用于产生直流电压。

采用整流MOSFET和电容对交流电进行整流。

整流器网络可以设计成带有容性输出滤波器的半波整流器桥。

3.1基本工作原理
对于LLC谐振电路，存在两个谐振频率：
f r=
2π√L r C r
f p=
1
2π√(L r+L m)C r
则显然：f r>f p。

令MOS管工作在ZVS区域，对于MOS管而言，ZVS模式下的开关损耗比ZCS模式下要小很多，并且在轻负载时，LLC的谐振开关频率变化很小，即使在空载时，也能实现零电压开关。

a.在t0时刻：Q2关断，谐振电流I r<0（定义：I r从左到右为正），为Q1的结电容放电（ZVS
的约束条件），使得V Q1=0，为Q1零电压开通提供条件。

此时PFM信号加在Q1上使其ZVS 导通。

b.t0~t1：V in加在谐振网络上，I r增大到0，此时副边MOS管导通，副边电压作为输出电压，
而原边电压也为恒定值，L m被箝位，处于恒压储能状态，电流线性上升。

c.t1~t2：Q1导通，此时工作在串联谐振状态，即L r与C r谐振，L m被箝位，不参与谐振。

此时I r=I lm+I lp；在t2时刻，I r=I lm，副边电流为零，即副边实现ZCS，因此不存在反向恢复。

d.t2~t3：Q1依然导通，此时(L r+L m)与C r形成串联谐振，由于作用时间短，而且(L r+L m)
很大，可以认为此时的电流保持不变，即I r=I lm。

e.在t3时刻：Q1关断，此时电流I r为Q2的结电容放电，使得V Q2=0，为Q2零电压开通提供
条件。

此时PFM信号加在Q2上使其ZVS导通。

可以看出，MO S管的关断电流是激磁电流I lm，在设计变压器的时候，使激磁电流I lm小于负载电流，就能很好的降低开关损耗。

而且，ZVS开通也是激磁电流I lm得来的，因此
原副边断开与负载无关，所以在轻载甚至空载情况下也能实现ZVS开通。

3.2基频分量法（FHA）
基频分量法是可以将非线性的谐振电路转化成正弦交流电路，采用正弦稳态电路的分析方法，可以使分析与计算变得简单。

在实际工程应用上，可以提供确切的指导，可以清晰表达谐振变换器的稳态特性，因此是可以满足工程设计上的需求的，所以本文选择基频分量法对谐振变换器进行稳态分析。

以半桥LLC谐振变换器作为分析：
（1）输入FHA等效电路（方波发生器）
V d=V in
2
+
2
π
V in∑
1
n
sin(2nπf sw t)
n=1,3,5…
基波分量为
V d1=2
π
V in sin(2πf sw t)
（2）输出FHA等效电路（整流网络）：
V s1=4
π
V o sin(2πf sw t−φ)
V s1与I s1同相（令I S1为I s1的峰值），则
I s1=I S1sin(2πf sw t−φ)
I o=2
T
∫I S1sin(2πf sw t−φ)
T
2
=
2
π
I S1
所以输出阻抗：
R e=V s1
I s1
=
8
π2
∗
V0
I0
=
8R0
π2
（3）简化FHA等效电路：
变压器的副边等效到原边（电压比为跟匝数比成正比，电流比跟匝数比成反比）：
R ac=n2R e=n28R0π2
V p=nV s1=n 4πV o
谐振网络的输入阻抗：
Z in(s)=
1
sC r
+sL r+(R ac∙sL m)(R
ac
+sL m)
⁄
等效输出阻抗：
Z out(s)=(R ac∙sL m)(R
ac +sL m)
⁄则谐振网络的传递函数为：
H(s)=V p(s)
V d1(s)
=
nV s1(s)
V d1(s)
=2n∙
V0(s)
V in(s)
=
Z out(s)
Z in(s)
LLC的稳压原理：输入或者负载的变化会引起输出V p的变化，通过改变工作频率使得1/(s∙
C r )+s∙L r的分压产生相应的变化，这样将维持输出的电压不变，即V p不变。

3.3 LLC的直流增益特性
谐振网络的直流电压增益是：
G(DC)=V0
V in
=
1
2n
|H(s)|=
1
2n
|H(jω)|
G(DC)=
1
2n
∙
Z out(s)
Z in(s)
=
1
2n
∙
(R ac∙sL m)
(R ac+sL m)
⁄
1
sC r+sL r+
(R ac∙sL m)
(R ac+sL m)
⁄
为了方便设计与分析，定义：
电感系数k=L r
L m ；归一化频率f n=f
f s
；谐振频率f s=
2π√L C
；电路品质因数Q=Z0
R ac
；
特性阻抗Z0=√L r
C r =2πf s L r=1
2πf s C r
将以上带入G(DC)得：
G(DC)(f n,k,Q)=
1
2n
√(1+k−k
f n2
)+Q2∙(f n−
1
f n)
2
同理可得全桥谐振电路的FHA等效模型:
G(DC)(f n,k,Q)=1
n
√(1+k−k
f n2
)+Q2∙(f n−
1
f n)
2
3.4 直流增益特性分析
由G(DC)(f n,k,Q)则可得到直流增益曲线图：
直流增益曲线的横坐标为归一化频率f n，纵坐标为直流增益G(DC)(f n,k,Q)。

那么电路直流增益特性曲线工作有三个区域：ZCS、ZVS1、ZVS2。

若输出电压减小，可以降低开关频率，使其增益增大。

由前面可知：输入阻抗的表达式为：
Z in(s)=
(R ac∙sL m)
(R ac+sL m)
⁄
1
sC r+sL r+
(R ac∙sL m)
(R ac+sL m)
⁄
当f n=1，串联谐振电感L r和电容C r产生谐振，则ab间等效为短路，则无论Q值多少，bc之间的并联电感L m和负载R ac的并联后表现为感性。

因此，输入阻抗Z in表示感性；
当f n≥1,为感性电路。

因为ab间表示为感性，则无论Q值多少，bc之间的并联电感L m和负载R ac的并联后表现为感性。

因此，输入阻抗Z in表示感性；
f n≤1，因为ab间表示为容性，bc间表示为感性，判断整体电路的是感性还是容性，则要按照负载（或Q值）进行判定：
输入阻抗归一化得：
Z n(f n,k,Q)=Z in
Z o
=
f n3Q+j[Q2f n4−(Q2−k(1+k)f n2−k2)]
Q2f n3+k2f n
若Z n的虚部为零，则为纯阻性，虚部大于零为感性，虚部小于零为容性。

可以得到：容性与感性的分界线
Q2f n4−(Q2−k(1+k)f n2−k2)=0
⇒Q z(f n,k)=√k2
f n4−f n2−k(1+k)
f n2−1
令Q z(f n,k)=0⇒f n2(k+1)−k=0⇒f n=√k
k+1
带入值直流增益G(DC)(f n,k,Q)得：G(DC)(f n,k,Q)=∞
综上所述：
当f n<√k
k+1
，电路表示为容性；
当f n>1，电路表示为感性区，此时电路可以实现ZVS，但是整流开关管无ZCS。

当√k
k+1<f n<1，即f s∙√k
k+1
<f<f s电路表现为感性，这是开关管可以实现ZVS的必要条
件以及可以实现ZCS。

因此：要想实现软开关（即ZVS），就要确保谐振电流滞后于输入电压（即电路工作在感性区域）。

为了得到ZVS和ZCS，电路需要工作在f s∙√k
k+1
<f<f s范围内。

3.5 直流增益K、Q值确定
K值得确定：
固定Q值，此时k值为参数，f n作为自变量。

如图所示
(1)k增大，则L r
L m
增大；
固定L r：L r被固定，励磁电流L m将减小，L m当中的电流增量∆I=nV o
L m
∆t将增加，励磁电流不参与能量传递，此时电路的损耗就会加重。

固定L m：L m被固定，谐振电感L r增大，在谐振频率固定的情况下，谐振电容C r将减小，导
致特性阻抗增大，负载电阻随着增大，意味着带负载能力下降。

减小；
(2)k减小，则L r
L m
这种情况下，避免出现以上的情形。

但可以从图中可以看出，第二谐振频率点f p变小。

这意味着，变换器的频率调节带宽增大，不利于磁性元件的设计以及工作状态；而且最大增益也在下降，升压能力变差。

综上所述：k值需要折中选取。

Q值得确定
固定k值，此时 Q值为参数，f n作为自变量。

如图所示
（1）所有曲线经过点（1，1），即在谐振f s处，谐振网络的增益是1。

（2）当其他参数确定的情况下，输出阻抗是可变参数，即品质因数Q是变化的
负载加重：Q上升，直流增益下降；
负载减轻：Q下降，直流增益上升。

因此，需要保证在最大的负载条件下，电路需要有足够的增益。

（3）当空载时，此时增益最大，在谐振频率右边，曲线趋于水平，因此不能靠调节频率来使变换器稳定。

综上所述：Q值需要折中选取。

4 谐振网络参数设计
K值与Q值得确定，实际上是L r、L m、C r值的确定。

K值与Q值都需要折中选取，意味着，L r、L m、C r三个值是相互影响的。

以上归一化增益图的最大增益都在容性区域，如图所示：最大增益左边是容性区域，右边是感性区域。

也就是说，当最大增益确定，随着负载增加的时候，曲线偏向左边，也就是容性区域，则容易丧失ZVS。

因此，为了更好的在三个之间折中选值，保证整个运行过程中都能实现开关管的ZVS，这里提出了纯阻性的最大增益G DC−Q−k曲线图。

如图所示：
这是一种纯阻性的增益曲线，是以品质因数Q为自变量，电感系数k为参变量，归一化增益M作为函数的纯阻性曲线图。

在设计谐振网络的时候，应该确保增益曲线具有足够的峰值增益。

但为了确保ZVS条件，确定最大增益点的时候，需要保留一定的裕量，一般选取最大增益的10%~20%。

5 二次整流网络
最终输出到负载的是直流电压,因此还需要经过整流器网络。

通常有两种整流方式，一种是二极管和电容组成的整流器。

可以设计为带有容性的输出滤波器的带有中心抽头的半桥滤波电路或者全波整流桥（全桥整流桥前面已经介绍过了，这里不做阐述。

）。

另一种是同步整流器。

5.1带中心抽头的半桥滤波电路：
为了尽可能的降低输出电压纹波，设计的输出电容要足够大，原边激励信号是输入基波正弦电流，两个二极管分别在正半周与负半周交替导通，假定输入电流是i p，输出电压是Vo，变压器的匝数比是N:1:1。

功率平衡分析：
整流电路负载是纯阻性的，因此输入电压电流同相。

设为：i p=I p sin(ωt−φ)
正半周D5导通，V p=NV o;负半周D6导通, V p=−NV o。

原边电压幅值是NV o，根据傅里叶
展开式：V p=4NV o
π∑1
n
sin(nωt−φ)∞
n=1,3,5，
则电压基波分量为：V p1=4NV o
π
sin(ωt−φ)，
此时等效电路负载为：R=V p1
i p =
4NV o
π
sin(ωt−φ)
I p sin(ωt−φ)
=4NV o
πI p
输出电流的平均值为：I o=2
T ∫|NI p sin(ωt−φ)|dt
T2⁄
=2NI p
π
,所以实际负载为R L=V o
I o
=πV o
2NI p
则整流电路输入功率为：P in=I p 2
2R=4N2I p2
π2
R L；输出功率为：P out=I o2R L=4N2I p2
π2
R L
即：P in=P out，等效电路功率平衡。

5.2同步整流器
实际上，将二极管整流电路的二极管替换成MOS管，就变成了同步整流电路。

1）为什么要采用同步整流技术
近年来，随着电子技术的快速发展，使电路的工作电压越来越低、电流越来越大。

低电压
工作下有利于降低电路的整体功率消耗，但同时在电源设计时的难度也在加大。

开关电源的损耗主要三类：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗以及输出端整流管的损耗。

传统的输出端整流器件是采用二极管的。

在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，那么整流管的导通损耗将非常严重。

虽然诸如：快恢复二极管或超快恢复二极管的管压降可以做到1.0～1.2V，即使是采用低压降的肖特基二极管，产生的压降大约是0.6V，而这就导致整流损耗的增大，电源效率的降低。

举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。

此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。

即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%～40%）PO，占电源总损耗的60%以上。

因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。

它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。

功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。

用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

2）同步整流器的基本原理[黄海宏,王海欣,张毅.同步整流的基本原理.电气电子教学学报.2007.2]
电力MOSFET的导通压降相比于二极管要小很多。

一般都要小于100mV。

因此，将电压大电流的MOSFET作为整流器件可以提高电路的效率，降低功耗和散热压力，有利于实现电源的小型化。

而MOS管可以用作整流器件主要是因为其具有双向导电性。

MOS管是电压控制型器件，即利用栅极电压改变感应电场产生导电沟道的厚度（感应电荷的多少），来控制漏极电流。

1）MOS管工作在正向导电区：
当U GS<U T时，不论U DS的极性如何，两个PN结中，总有一个反向截偏置，此时漏极电流几乎为零，因此MOS管不导通；
当U GS>U T时，源极与漏极之间形成N型沟道（N型沟道电阻很小），此时U DS>0，MOS 管就正向导通。

2）MOS管工作在反向导电区：
当U GS>U T时，栅底P型区会反转并形成导电沟道，即源极与漏极之间形成N型沟道（N 型沟道电阻很小），此时U DS<0，MOS管就反向导通。

应用于整流电路的MOS管的工作区域是其反向导电区，即MOS管的导通方向应该是源极S 到漏极D。

此时MOS管导电沟道的等效阻值非常小，所以漏极与源极之间的电压绝对值也非常小，所以可以用于同步整流。

而工作在正向导电区，是无法实现同步整流的。

这是由于，工作在正向导电区，由于MOS管的逆导性，将导致体并联二极管导通，源极与漏极之间的电压将等于体二极管的导通压降，相当于普通二极管，因此将无法实现同步整流。

所以作为整流器件使用的MOS管需要满足一下条件：
U gs={0 U DS<0
U T U DS<0
该式子表明：同步整流电路中，MOS管是工作在正向阻断的反向导通状态。

3）同步整流的驱动电路[郑峰，杨旭，王兆安.基于双SG3525的半桥同步整流电路.电力电子技术.2003.12]
由于同步整流是由可控的三端半导体开关器件来实现的，因此必须要有符合一定时序关系的门极驱动信号去控制它，使其像一个二极管一样地导通和关断。

驱动方法对电路的整体性能影响很大，因此，栅极驱动信号往往是设计同步整流电路时必须要解决的首要问题。

目前，常用的同步整流MOS管的基本驱动电路主要有：自驱动和外部驱动。

自驱动式同步整流器
自驱动式同步整流器又分为电压驱动型式同步整流器、电流驱动型式同步整流器。

1）电压驱动型式同步整流器
电压驱动型式同步整流器的驱动信号来自变压器辅助绕组或者电感耦合绕组，同步整流管根据变压器辅助绕组或者电感耦合绕电压极性自动开通或者关断。

[胡宗波.张波.同步整流电路整流管的驱动.华南理工大学]这种电路拓扑简单，控制效果较好，采用的元器件较少，但也存在着一些问题：无法克服死区；工作电压不稳定会影响MOS管的正常工作；对于MOS 管的保护少，出现问题会导致恶化；电源模块存在并联问题；存在专利上的保护，应用成本高。

2）电流检测驱动
这种驱动的优点是：适用的范围很广；克服死区问题；也存在一些缺点：需要引入电流互感器；MOS管的开关损耗过大等问题。

除了以上两种基本驱动电路，还有一些根据这两种改进的驱动电路，比如电荷保持驱动电路等。

外部驱动式同步整流器
对于以上自驱动产生的缺点，我们采用专门的驱动芯片设计驱动电路，很好的克服了这些缺点。

但是这种方法目前的主要问题是成本较高，电路较复杂，在系统校正的过程中存在较长时间的跟踪过程，会使控制策略恶化，造成很大的损耗。

5.6对整流桥器件的应力分析
在现有的基础上，如何更有效的提高谐振电路的转换效率?当传统的LLC谐振变换器的输出经过变压器输出,这单一的输出负载,高频的开关操作对于器件的应力大,产生的损耗使得电路的功率转换效率下降。

因此考虑到降低电路器件的应力，减小开关损耗，提出了输出负载并联的LLC谐振变换器。

输入均压输出均流是输入串联输出并联LLC变换器稳定工作的保障。

苟欣璞,郭科成,肖学礼.输入串联输出并联LLC变换器分压分流特性研究.自动化与仪器仪表.2015.1
以中心抽头绕组为例：
二极管的电压应力应为输出电压的两倍，即V D=2(V o+V F)。

通过每个二极管的电流瞬时值
I o。

流经二极管的电流较大的情况下，造成二极管的导通损耗增加，采用并联方为：I D=π
4
式，电流将减半，电流应力降低，有利于延长器件的使用寿命以及电路的转换效率。

具体的实现方式如图所示：
两个半桥开关管Q1、Q2，两个独立变压器T1、T2，谐振网络由L r、L m1、L m2、C r构成，输出端是两个并联的整流电路，共同构成了负载并联LLC谐振变换器。

这里要注意的是：两个独立变压器T1、T2的原边绕组需要串联，这样保证了两个独立变压器T1、T2的原边绕组与副边绕组的电流是相同的。

两个独立变压器T1、T2的副边绕组需要并联，这样实现负载并联，共同分担了回路的电流。

所以在输出功率不变的情况下，理想情况下，负载并联绕组上的电流应力将为单一输出负载绕组电流的1。

2
在负载并联下，谐振电容，绕组电流以及副边整流管的电流应力都降低，配合谐振电路的软开关技术实现ZVS和ZCS，可以提高整个电路的转换效率，而且激磁电感的电流更稳定，电
路本身控制更容易，可以更好的实现稳定性和快速性。