零中频收发机的发展现状

零中频趋势

小型化大势所趋，零中频崭露头角

二十世纪七、八十年代，微电子和通信技术出现了革命性的发展，集成电路和个人数字通信系统开始改变人们的生活方式。1974年Motorola推出了第一个现代意义上的寻呼机(Pager)，此后寻呼系统的发展一度风靡全球。寻呼机、手机这类个人通信装置由于随身携带，所以必须做到体积小、重量轻，并且非常省电。为了达到这些目的，设计者们绞尽了脑汁。大家的共识是尽量利用集成电路技术，将电路元件做在芯片内部，也就是提高电路的集成度。

但是对于超外差接收机来说，至少有两个元件是到目前为止无法集成到芯片上去的，这就是它的镜频抑制滤波器和信道选择滤波器。不仅如此，为了提高选择性，信道选择还可能用到一些较为昂贵的器件如声表面波(SAW)滤波器。这时，又有人想到了零中频接收机。我们已经知道，零中频接收机(1)不存在镜频问题；(2)只要用低通滤波器来选择信道，而低通滤波器的集成技术已经很成熟，即使集成有困难，也可以用廉价的电容和电感来实现。凭这两点，可以只用极少的片外元件而达到极高的集成度。

1980年，第一个实用的零中频寻呼机终于诞生，这也是第一个小型化的个人数字通信接收机。其工作原理如图2 所示。接收到的高频信号经过一对正交混频器(Quadrature Mixer)变频后产生两个正交的零中频信号I和Q，这两个信号随后被低通滤波和限幅放大。由于使用简单的二进制FSK调制，最后的解调过程甚至可以用一个D触发器来完成。在大量改进的基础上，Philips在其UAA2080系列寻呼机中成功地应用了零中频结构。32引脚的芯片中包含了低噪声放大器、正交混频器、信道选择滤波器、限幅放大器、FSK解调器以及本振及带隙参考源等电路模块，接收机灵敏度等指标与超外差式相比并不逊色，而片外元件总数不到40个，其中绝大多数是电容电阻。要知道，即便是数字电路芯片也需要一定数量的外围元件。

理想与现实之间，要直接不太容易

不知不觉，寻呼业的热潮开始消退，但零中频结构却魅力凸显，面对个人移动通信的汹涌浪潮，人们开始尝试将它用到手机中，但是这次奇迹并没有再现。大量的研究和实践为我们揭示了症结所在。

直流漂移(DC Offset)

零中频结构最根本的问题在于信号一开始就被搬移到直流频段，这虽然是设计者所希望的，因为可以节省很多价格不菲的元件，但不幸的是这一频段很不“干净”，因此信号还没来得及获得足够的增益就被很强的低频干扰和噪声“污染”了。一个最广为人知的问题是本振信号的泄漏所引起的直流漂移。由于在电路中总是存在一些寄生的元件，信号与信号之间不可能做到完全隔离，总有一部分信号会发生泄漏。在一个实际的无线接收机中，本振信号可以漏到混频器的射频信号输入端，进而通过隔离度有限的低噪声放大器到达接收天线。在这条通路上，一部分泄漏的信号会被反射回来而与接收的有用信号混杂在一起，并重新回到混频器的输入端，再经过频谱搬移出现在直流频段。这种泄漏后的本振信号与本振信号自身相混频的现象被称为“自混频”。我们看到，由于零中频接收机的输入信号频率与本振信号频率相

同，在混频器的中频输出端除了所需要的零中频信号之外，还混杂了一个不需要的直流分量或直流漂移。为了使混频电路具有一定的增益，本振信号的幅度或功率通常都会选得比较大，即使经过了泄漏和反射路径上的大幅衰减，最后所造成的直流漂移仍然可以轻易地淹没有用信号。

自混频所引起的漂移并不是恒定不变的，接收机周围环境的变化会导致被反射回来的泄漏信号的大小发生起伏，表现为直流漂移的时变性。引起直流漂移的原因还有电路元件的不匹配性及其偶次非线性。

低频噪声

直流频段另一个令人头痛的问题是低频噪声。最常见的低频噪声为闪烁噪声(flicker noise)，也常被称为1/f噪声，因其功率谱密度近似正比于频率的倒数而得名。闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，主要是由半导体的一些缺陷引起的。

对策和无奈

直流漂移和低频噪声是零中频接收机的致命伤，但是在寻呼机中却没有造成大的伤害，原因在于传统寻呼系统使用了简单的二进制FSK调制方式。从频谱上看，仅有少量的信号能量存在于中心频率附近，如图3(a)所示，经过混频之后，可以牺牲这部分能量而使用电容隔直流的办法将大部分的直流漂移和低频噪声滤除，这也就是零中频寻呼机所采取的对策，事实证明它非常有效。然而在象GSM这样的系统中，情况就完全不同了，为了提高频谱的利用效率，GSM采用了GMSK调制。如图3(b)所示，GMSK信号中心频率附近能量十分集中，使用简单隔直流的方式将对信号造成严重破坏。

看起来，直接变频到零中频的设想并不是一条畅通无阻的捷径。

知其不可而为之，识实务者为俊杰

面对存在的困难，仍然有人知难而上，力求攻克以直流漂移为主的种种难题；也有人穷则思变，力图绕过重重障碍，另辟蹊径以达到零中频所要达到的目的，在这两个方面都取得了一定的成果。

直流漂移的消除

根据直流漂移的成因，可以大致把它分成两类。第一类主要是由上文提到的本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；第二类则是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的漂移，相对来说，它是一种静态的漂移，可以通过一些微调措施来解决。(实事上，元件的不匹配将导致偶次失真，同样会产生随输入信号幅度而变化的直流成份。但是由于信号本身相当微弱，与自混频效应相比，这种直流漂移量相对较弱。)

● 谐波混频

针对自混频现象产生的根源，人们提出使用二次谐波混频作为解决方案。谐波混频与普通混频的区别在于，它所产生的中频频率是输入信号频率与本振频率某次谐波之差，如果用fRF，fLO和fIF分别表示射频信号、本振和中频频率，那么在二次谐波混频中它们的关系是

fIF＝|2×fLO－fRF |

这样，本振信号的泄漏和反射在混频器中频输出端所产生的自混频信号频率仍然是fLO，而不是直流。图4 给出了一个二次谐波混频的电路原理图，根据文献报道，它可以将自混频引起的直流漂移抑制到噪声水平。但这里的问题是，由于使用谐波分量，电路的增益和噪声性能均有所下降，因而限制了其应用。

● 数字信号处理

为了更加精确有效地消除直流漂移，在一些设计中采用了基带数字信号处理的办法，通过专门的算法对漂移量进行实时的测量和动态的补偿。例如在一个时分多址(TDMA)系统中，接收机在工作间隙测量并存储直流漂移量作为参考，工作时再从信号中减去这个参考量。这种方法可以有效地去除各种直流漂移以及部分的低频噪声，但由于需要一个无输入信号时的参考漂移量，它在非分时系统中的应用较为困难。

● 系统设计能提供的帮助

对比寻呼和移动通信这两个系统，我们看到如果在系统设计时能够考虑在信号的中心频率附近预留一些带宽以方便消除直流漂移，将大大简化零中频接收机的设计。当然，这个要求对频谱资源极其宝贵的移动通信系统有些过分，但在无线局域网的标准(IEEE 802.11a)中却成为了现实。

接收机结构的改进与创新

无镜频干扰、无需高Q值中频滤波器，这是零中频接收机之所以具有吸引力的根本原因。我们完全不必拘泥于结构细节而去寻求实现这些特点的更有效的途径。于是，我们看到了所谓的低中频(Low IF)和类零中频的接收机结构。

● 低中频接收机

为了降低对中频滤波器的要求同时又尽量避免直流漂移和低频噪声的影响，可以考虑将中频选择在较低但非零的频率上，这就是所谓的低中频接收机。如前文所述，降低中频频率的直接后果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高Q值的射频滤波器滤除镜频的做法显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此低中频接收机普遍采用了正交的镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用信号和镜像干扰经过混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。镜频的抑制度对两条正交通路的幅度和相位匹配情况非常敏感，这在一定程度上影响了接收机的性能；多相滤波器常用RC网络实现，对镜频抑制有显著帮助，但对信号有衰减，幸而在这之前信号已经被初步放大，RC网络造成的影响并不严重。

● 二次变频宽中频(Dual-Conversion with Wideband First IF)接收机

这种接收机在第一次变频时将整个信号频段搬移到一个较高的中频，第二次变频输出是零中频，而信道选择就在第二中频通过低通滤波实现。为抑制镜频，两次变频都使用了所谓的复混频(Complex Mixing)技术，这与低中频接收机的镜频抑制原理是基本相同的，也就是在混频过程中保留了信号的相位信息，最终获得镜像干扰的同相和反相信号，相加后使之相互抵消，而有用信号则相互增强。

● 二次变频滑变高中频(Dual-Conversion with Sliding High First IF)接收机

据笔者所知，这种结构(见图5)是在1998年的国际固态电路会议(ISSCC)上提出来的，很凑巧，当时它也是应用在寻呼机中。与低中频和宽中频接收机不同，这里的第一中频频率较高，