宽带直流放大器设计方案

系统总体框图：
1.前置缓冲级方案论证
方案一：采用宽带高精度集成运放。 缓冲级对整个放大电路来说尤为重要，高质量的前级是放大电路的基本保障， 故本设计中采用宽带高精度低噪声运算放大器 OPA620 构成电压增益为 6dB 的缓冲 级。该运放增益宽带乘积为 200M 赫兹，能很好的满足题目要求。 方案二：采用普通运放。 普通运放虽然价格稍低，但是带宽和精度都十分有限，理论上虽然能用反馈的 方式扩宽通频带，但是题目要求的 10M 赫兹频带太宽，故普通低价的运放很难达到 实验要求。 比较上述两种方案， 方案一能更好的完善题要求的指标， 方案二虽然成本较低， 但是不容易达到题目要求， 且前级配置的高低对后级电路影响很大。 故选择方案一。
2.通频带内增益起伏控制
由于各运放器件及滤波器的幅频特性不平坦等诸多因素，系统通频带内增益会 起伏。题目要求在 0—9MHz 的通频带内，增益起伏小于 1dB。因各级增益是对数相 加的关系，可分别对各级进行增益起伏控制。 (1)前级缓冲级：选择增益平坦度较小的运放，使用 OPA620，其增益平坦度为 0.05dB (2)中间级联放大级：中间放大级增益最大，增益起伏主要来自于这一级。 使用两片 AD603 级联 增益平坦度为 0.2dB (3)末级放大级：65MHz 带宽增益平坦度为 0.1dB (4)滤波器：增益平坦度为 0.1dB 总增益平坦度为 0.45dB<1dB (5)另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。需要对直流电源输 入作电容电感的π型滤波，有效滤除低频波纹和高频分量 。
图 3-1
2.通频带选择电路
通过单片机一个 IO 口控制继电器，切换 5M 和 10M 通频带，电路如图 3-2 所示。
图 3-2
3．椭圆滤波器
我们使用 Filter Solutions 分别设计了-3dB 截止频率为 5MHz 和 10MHz 的九阶 无源椭圆滤波器。 并通过仿真软件对电容电感值做调整。 图 3-2 分别为 5MHz 和 10MHz 的椭圆滤波器电路及其幅频特性曲线图。
图 3-3
4.中间放大级
AD603 有 20mV 的输出失调电压，该电压会被逐级放大，当增益较大时，放 大后的回波信号直流电位会大大偏离零点，导致输出波形信号顶部和底部出现严重 的非线性失真。由于 AD603 本身没有设置调零控制端，所以只能在 AD603 输入端加 入直流偏移调零电路。图 3-4 中 AGC 为单片机 DAC 控制增益信号接口。
5.放大器稳定性
在放大器电路中为了提高运算精度，在电路中加入了负反馈回路，且负反馈越 深，闭环特性越好。但在级联运放放大电路中，工作频率较高时，它所产生的附加 相移可能会使负反馈回路的开环增益下降到 1 而达到 180°，使原来处于负反馈的 回路的放大器转变为不可控的正反馈状态， 产生自激振荡， 破坏放大器的正常工作。 放大器不自激的条件是：
3.线性相位
线性相位就是从系统的频率响应来看，要求其相频特性是一条经过原点的直 线，即 t0 , 此时，信号传输不会产生相位失真。对于传输系统相频特性另一 种描述方法是群延时τ，定义为 本系统各放大模块采用的放大器， 。 d 从各芯片数据手册的相频特性曲线看，不是线性相位的。椭圆滤波器通过滤波器软 件仿真，从相频特性曲线（图 3-2）看也不是线性的。线性相位可以通过一个全通 型相位补偿网络与滤波器级联来实现，不会降低滤波器的幅频特性，可将整个系统 的群延时波动减小。
5.直流电源部分
方案一：线性稳压电源 线性稳压电源具有低成本，使用方便，稳压性能较好，输出纹波小等优点，由 于线性集成稳压电路输出电流不大，所以仅适用于小功率应用场合。使用 W317、 LM7805、LM7905 分别设计±18V 和±5V 的直流稳压电源。性集成稳压器 W317 具有 较高性能指标，电压调整率可达 0.02%，电流调整率可达 0.1%以上，纹波抑制比为 66dB。 方案二：开关型稳压电源 开关型稳压电源的优点是工作效率高，特别适合于大功率输出电路。而电源电 路中开关晶体管带来额外的噪声，消除噪声干扰必须附加较多的电感、电容等元器 件，因而成本相对较高。 为了合理满足整个放大系统的供电需求，我们选择方案一。
当Ad j F j 1时 j 或 j = (2n+1) 时Ad j F j 1 本设计的前置放大电路采取单级运放负反馈， 保证了放大器在反馈条件下稳定运 行。末级功放运用相位补偿技术，加入补偿电容调整末级功放的开环特性。
宽带直流放大器方案设计
一、方案的选择和论证
分析题目要求， 设计需要满足以下几个技术指标： 在输入电压有效值 Vi≤10 mV 情况下放大器电压增益必须大于 60dB，且电压增益为 60dB 时，输出端噪声电压的 峰－峰值 VONPP≤0.3V。另外，3dB 通频带 0～10MHz；在 0～9MHz 通频带内增 益起伏≤1dB，能为 50 欧姆的负载输出正弦有效值 10V 的电压。 基于以上要求，我们把整个放大器分为 5 个板块来设计。前置缓冲级，中间增 益可调放大级，后级功率放大电路，电源部分和滤波器。
3.增益控制电路
方案一:单片机和数模转换芯片实现增益可调 使用 89C51 单片机，选择稳定的基准电压，配合 DAC0832 输出电压信号控制 AD603，从而实现增益数控。 DAC0832 是采样频率为 8 位的 D/A 转换芯片，集成电路内有两级输入寄存器， D/A 转换结果采用电流形式输出，理论精度为 1/256，能满足增益步进 5dB 的要求。 该芯片价格便宜，使用方便，算是较常用的 8 位 DAC 芯片。该芯片为电流输出型， 若采用该芯片实现 AD603 的增益可控，则须在输出端加上运算放大器 LM324，实现 电流到电压的转换，从而稳定实现增益可调。 方案二：单片机、模拟开关和电阻网络实现增益可调 使用 89C51 单片机， 配合模拟开关控制不少于 12 个串联的电阻， 通过取得电阻 上的稳定电压控制 AD603，从而实现步进为 5dB 的增益数控。模拟开关控制电阻网 络与 DAC 模块工作原理相似，但是精度就远远不如 8 位 DAC，并且使用模拟开关 和电阻网络扩大了控制电路，电路集成度降低，引入更多的干扰因素。再者，从成 本上看来，该方案也是不经济的。 方案三：滑动变阻器实现增益手动可调 通过电位器获取与基准电压成一定比例的控制电压输入 AD603 控制端， 实现手 动增益可调。 该方案很容易实现增益连续可调，相比以上两种方案成本是最低的，理论控制 精度最高，精度仅有电阻器可调精度决定，但是此方案仅适用于固定范围内的手动
三、电路设计
1．输入缓冲级
前置缓冲级采用宽带高精度运放 OPA620，它具有很低的输入噪声电流和电压， 分别为 2.3pA/Hz½和 2.3nV/Hz½,其增益带宽积为 200MHz， 作前置缓冲级不需要高增 益的要求，只须保证小信号的充分放大，低噪声的供给下一级放大电路即可。另外， 该电路必须加入调零电路，补偿静态时输入失调电压造成的输出偏移。 电路如图 3-1 所示：
二、理论分析与参数计算
1.带宽增益积
带宽增益积（GBP）是用来衡量放大器性能的一个参数。这个参数表示增益和带 宽的乘积，且对于电压反馈型运放这一乘积是一常数。
题目要求放大器电压增益 Av 大于等于 60dB， 即 Gain 1000V/V.通频带 0—10MHz。 所以本放大器的带宽增益积为 GBP=1000*10M=10G 单个放大器很难达到 10G 的带宽增益积，因此要考虑多级放大器级联。并根据 各放大器的增益带宽积合理地配置其增益和带宽。根据所用放大器元件，我们将系 统主要指标分配为： (1)前级缓冲级：增益为 6dB，带宽大于 30MHz; (2)中间放大级：增益为 40dB,带宽为 30MHz; (3)末级放大级：增益为 18dB,带宽大于 11.6MHz。 系统实现总增益多于 60dB 的放大，带宽大于 10MHz。
2.中间增益放大级方案论证
方案一：采用三极管构成多级放大电路
百度文库
若用分立元件构成 60dB 放大器，则须采用三极管构成的多级放大器。此方案 有选材方便和成本较低的优点，但是选择性能合适的三级管比较费时间，选择合适 的三极管配对组合更是不容易，并且题目给出的指标较高，三级管构成的多级放大 器容易引起更多的干扰，影响放大质量。此外，晶体管构成的多级放大电路不易实 现大范围的增益连续可调，这是相比于集成运算放大器的又一大缺点。所以，我们 对下一种方案进行论证。 方案二：使用集成运放 OPA620 构成 2 级放大 单个 OPA620 的增益可调范围为 -20bB — +20dB ，采用两级相连，则可以实 现-40dB-+40dB 的可调范围。从厂商的数据手册可以看出，OPA620 外围电路简单， 容易操控，通频带内增益起伏小于 0.05dB，且放大效果较好。但是若要求实现提高 部分 0-60dB 全范围的连续可调，两级 OPA620 放大则不能达到题目要求。 方案三：使用低噪声增益可控放大器 AD603 使用两级 AD603 构成的增益可调放大电路。 AD603 是主要用于 RF 和 IF AGC 系统的低噪声可调增益放大器， 它具有引脚可 编程增益功能，可以使用一个外部电阻设置增益范围内的任何增益子范围，控制接 口可以输入差分电压，也可以输入单端的正控制或负控制电压，使用十分方便。单 级 AD603 便可以实现 0-40dB 的电压放大， 且该增益范围内有 30MHz 的频带宽， 性 能优异，如果采用两级连放，理论上可以实现 0-80dB 的增益可调范围，能满足题目 要求。其次，AD603 构成的增益可控放大电路有很大的提升空间，可以通过电位器 获取基准电压进行手动控制，通过模拟开关连接电阻器实现增益程控，通过单片机 配合 DAC 模块实现不同精度的增益数控。 所以比较上述两种方案，AD603 与 OPA620 相比，容易实现增益数控，AD603 有更高的性价比，我们最终选择方案三。
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4.抑制直流零点漂移
零点漂移是直流放大器直流工作点的渐进的慢变化。 产生零点漂移的因数很多， 电路中任何元器件参数的变化，供电电源的波动，都会造成输出电压的漂移。但主 要因数还是温度的影响。零漂是一种不规则的缓慢变化，增益越大，放大级数越多， 在输出端出现的零漂现象越严重，因此主要考虑放大电路第一级零漂的抑制。所以 要选择宽带的低噪声， 低失真的高精度运放做为前级缓冲器， 并作相应的补偿电路。
调节，在操作上有一定的局限性，偏离当今电子类产品智能化、高效化发展的主题。 通过上述方案比较，我们选择方案一，单片机 89C51 和 DAC0832 实现增益连 续可调，并可充分利用单片机拓展显示和预置功能。
4.后级功率放大电路
方案一：采用分立元件搭建 若采用分立元件， 使用大功率、 高速三极管推挽输出可以提高放大器的输出功， 驱动能力较强，但这种电路温度漂移严重，低频及直流时会严重影响输出效果。并 且元器件较多，布线与调试繁琐、抗干扰能力较差。 方案二：利用集成功率放大实现 若采用集成电路芯片，则电路简单、调节方便、性能稳定。但集成功放一般用 于音频放大，难以实现题目要求的带宽。 方案三：采用集成运放配合分立元件搭建的后级功率放大 前级由运放对信号进行放大,后级由分立元件搭成功率放大电路对信号进行功 率放大。本模块选用 THS3091 配合高频功率对管 2N2905A 和 2N2219A 晶体三极管构 成准互补对称的功放电路。相比直接由两片集成运放并联级构成的功放电路具有更 高的输出功率和更强的带负载能力。 方案四：由高输出电流及电压型运放并联构成功率型放大器 本方案直接使用三个 THS3091 并联组成后级功放电路。 THS3091 为高电压低失真 高电流输出运放， 三个 THS3091 并联构成的末级功率放大电路， 比方案三中 THS3091 配合高频功率管构成的功放更加稳定，电路简单可靠，调试方便，这样大大节约了 设计时间，提高了效率，且容易达到设计的要求指标。 综上所述，我们选择方案四。