sigmadelta和多电平DAC专业技术

sigma-delta 和多电平DAG技术
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采用习3和多电平DAC 技术提高音频DAC 信号输出质量
采用》3转换技术的音频数字/模拟转换器（DAC ）产品投放市场已有一段时间了，设计人员一 直都在尝试着在不增加产品成本的基础上有效地提咼产品的声音质量。

本文介绍的吝3调制 和多电平DAC 技术能够有效地提高音频DAC 的声音质量。

在音频DAC 中采用2- 3技术很常见，而 Wolfson 微电子公司采用二元加权 DAC 单元阵列 对该技术作了重大改进， 在不增加成本的情况下可以显著提高音乐质量， 这些单元的数量正
比于DAC 的比特数。

音频DAC 一般由四个处理部分组成。

首先所输入的音频数据需要经过内插滤波器滤除带外 噪声，然后利用 2- 3调制器对滤除后的数据进行处理，生成的数据比特流由 D/A 单元转换
成模拟信号。

最后这些模拟信号通过一个模拟滤波器重现最初的音乐信号
（见图1）。

设计一个16比特到24比特的非 2 3 DAC 具有一定困难, 其优点是带外噪声特别低。

但是，如果该转换器处理音频 信号时其工作速率较低（接近于信号的奈奎斯特采样率 ）,
如44.1kHz 和48kHz ，则其输出频谱将包含很强的镜像分量。

通过采用内插滤波器来提高 采样率，可以消除这种镜像分量。

最初基于3- 2调制器的音频 DAC 主要是单比特的设计。

由于只需要实现两种电平，任何再 生电平中的误差都会表现为增益与偏差误差，而不会影响整个系统的线性度和噪声性能。

在使用单比特D/A 情况下，滤波器必须能够将这个脉冲串转换成实际的模拟波形，该功能 并不容易实现。

另外，单比特
D/A 对时钟抖动比较敏感（见图2），过采样时钟转换中的抖动
会直接导致数模转换误差，从而增加了系统噪声，降低 音频D/A 输出的声音质量。

多电平DAC 与3-2调制器结合
最近，将多电平DAC 与3-2调制器结合使用的例子越来 越普遍，这种多电平 D/A 具有适当数量的输出电平，能 改进带外噪声与信号质量。

由于系统高频段具有非线性 特点，带外噪声会产生音频段分量，影响系统性能。

多比特2-3 DAC 一般采用多个双电平 D/A 组成（如图3
所示）。

对所有输出信号求和得到模拟输出信号， 另外，还有一个量化器用来选择合适的 D/A
输出组合以得到良好的线性度，使 D/A 输出信号更接近模拟信号，对输出信号的有效滤波
也相对容易。

采用多比特 D/A 还能减少器件对时钟抖动的敏感度，从而能获得更好的音频
信号质量。

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通过使用内插滤波器可以衰减PCM输入信号镜像分量，并提高其采样频率。

为了减少所用电平数量，这种高采样率信号需要经过3-工调制。

虽然这样会引入额外的量化噪声，但采用5-工调制器反馈环路能保证进入音频段的噪声非常小。

如果3-X调制器产生的是一个单比特
输出信号，那么该信号就会随即直接馈入单比特D/A中。

因此，最好在5工输出部分保持
若干比特的裕量，这样可以显著降低带外噪声。

如果采用传统的多比特DAC ,那么任何再生模拟电平的误差都会导致带内噪声和失真，从而在模拟分量上产生偏差。

为了克服这个问题，需要对多比特信号作进一步处理，即把它分解成许多独立的5工调制信号，将这些信号的输出相加得到最终的输出信号。

该过程称为动态单元匹配（DEM）过程，它能减轻对D/A单元的匹配精度要求。

每个独立信号都具备单比
特5工调制信号的特性，双电平DEM系统的输出可以用来控制D/A单元的选择。

双电平信号加上D/A单元可以看作是一个双电平DAC，所有双电平DAC输出的总和就是一个完整
D/A系统的输出。

大多数这种多电平D/A方案采用相同的加权单元。

例如，一
个5比特转换器可能就有31或32个单元。

常用的DEM方案
仅对相同加权单元有效，该方案能限制比特的数量，而不会出
现控制单元数量变得无法管理的情况。

下面将讨论在不增加大量控制信号的条件下增加D/A电
平数量的方法。

增加D/A电平数量
我们曾经设计过一款数字滤波器，其性价比较好并具有数据信号通路，包括多比特吝5调制器。

调制器的设计可以自由选择吝5调制器的阶数、多比特D/A的比特数、所用DEM方案
的类型和用于实现D/A本身的模拟器件设计。

信号的完整路径如下：首先进入串行音频接口，然后通过数字滤波器进入X- 5调制器，最后通过多比特D/A DEM方案。

信号通过完整
信号路径后采用Wolfson公司的建模工具进行仿真。

这些建模工具采用C++编写，因此仿真速度很快。

这一点非常重要，能保证在可接受的时
间范围内执行电路性能判断的仿真操作。

一般情况下，为了产生信噪比-幅度的扫描图表，
需要运行数千次时域仿真操作，每一步仿真都需要计算信噪比值。

而采用一般的数字仿真工具进行同样的操作所用时间是不可思议的。

这些仿真的精度等级是一比特，采用的电路模型
非常接近于芯片的门级模型。

这种仿真允许将仿真结果结果收集起来，随后与实际的电路门
级实现进行比较。

在C++模型级完成了数字处理单元的设计后，就可以实现门级电路了。

根据具体电路功能，一般混合采用Verilog和原理图级为主的设计方法。

在门级电路实现后就可以进行综合和产生门级网表，接着采用商用Verilog（或类似产品）仿真工具仿真网表，仿真结果再与从C++模
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型产生的仿真输出逐比特比较。

这些数字仿真包括用于开关电容D/A功能的模型，因此允
许进行从串行输入音频数据直到模拟输出波形的全芯片仿真。

模拟电路常采用Spice类工具进行仿真，因此需要将数字仿真的结果转换成Spice格式的分段线性波形，然后再作为输入数据提交给模拟电路的Spice网表。

一般情况是对最大频率的
满幅正弦波进行时域仿真，然后对仿真输出的模拟波形进行傅里叶分析以检查失真情况。

执行这些端到端仿真的最大优点在于能仿真到芯片上的每根线、每个连接、每个门和晶体管，因此能把芯片顶层布线失误可能性降至最低，从而得到期望的最佳性能。

另外，还可以采用
一些专门技术来改善由于采用多电平D/A和低阶调制器而造成的负面影响。

以下是有关这
方面的讨论。

所有DEM技术的原理都是将某个数字输入序列
分解成多个输出序列，并用来驱动多个相应的
DAC，然后将这些D/A 输出相加得到模拟输出，
如图1所示。

在每个采样瞬间这些输出序列的和与输入序列相
等。

每个输出信号只能表现为两种电平，因此可
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以用来判断某个D/A
单元的使用状态。

这种双电平信号的频谱与输入信号相反，在低频端只有少量的能量。

这样, 当D/A单元与标称值存在偏差时可以降低低频端误差，线性度得到较大的改善，因为对于任何特殊的输入组值，可以预先控制不用某些D/A单元，对于任何输入序列来说，系统中
每个D/A单元所用的频率是大致相同的。

Wolfson公司的新方法能够解决越来越高的电路复杂性与传统DEM方案中多比特D/A的比特数的问题。

在相等加权模式中，D/A单元的数量是以比特数的2次幕增长，但Wolfson
公司采用的是二元加权D/A单元阵列，D/A单元数量的增长正比于DAC的比特数。

很明显，当D/A单元采用二元加权值时就不能再使用传统DEM方案，而必须采用另外一种解决方案。

这里提供一种包含有层叠二元加权阵列形式的矢量耦合吝3调制器的解决方案，该多比特阵列中的每一段都是由一对单比特环路组成。

因此，多比特二元加权阵列中的
每个比特包含有一对单比特DAC，每个噪声信号都经过第一阶单比特调制器整形。

此时，D/A单元的总数量是2Xn，这里的n表示多比特D/A中的比特数。

二元加权阶段的噪声整形功能能够调整由二元加权阵列中电容不匹配而引起的噪声，因此能够最大限度地避免带内性能的下降。

为了进一步降低带外噪声，要将DAC配置成开关电容
滤波器。

多级D/A和滤波器组合的另外一个优点是采样点之间的输出变化很小，从而降低了对时钟抖动的敏感性。

DAC性能评价
图4和图5给出了对DAC的测试结果。

图
5是不带片外滤波器的宽带输出信号频谱，
从图中可以看出，8F s(384kHz)
处的镜像分量有较大衰减，这是由于采用了线性内插滤波器而不是采样保持。

典型的音频D/A参数包括在满幅度信号和动态范围（如-60dB的输入信号）下的信号与噪音加失真之比（SINAD）。

这几个数据并不能用于推断器件在输入信号下的性能，也不能显示出误差信号是否与正常信号（谐波）相关，是否具有类似噪声的属性，或者是否集中在与理想信号频率（音调）无关的某些频率点上。

理想情况下误差信号应该类似于噪声，并具有不随输入改变的一些特性。

由于人耳能轻易地从背景噪声中分辨出音乐，因此必须避免产生音调类误差
信号。

背景噪声相对扫描交流电平的曲线图能说明背景噪声电平变化时产生的音调性问题。

大多数DEM文章都包含有大量的SNR-信号电平图，从这些图中通常可以看出，大多数信号变坏的情况发生在输入电平为-60dB的时候，但都没有说明原因。

然而，如果采用直流扫描先确定含有较大噪声的输入范围，那么就有可能跟踪并改善甚至消除噪声源。

采用慢速扫描直流电平并测量带内交流噪声功率，此方法比采用扫描交流幅值更能说明问题。

理想的扫描结果是一条平直的线条，显示噪声特性与信号电平无关。

然而，由于存在单
元匹配误差的问题，在特定直流电平附近会产生较大的峰值，这些峰值有效地指示出所用特
殊类型的动态单元匹配信息，以及任何抖动产生的作用。

在确定了较差性能的区域后，通过仿真或测量等步骤是可以提高性能。

通常在中值附近区域
性能会明显降低，这是由3-工调制器或DEM系统中形成的循环模式决定的。

当没有直流输
入时，调制器可能是空闲，表现为0和1两种码的交替，如0、1、0、1、0、1、0、1等。

当加入一个很小的正直流偏置后，输出序列中可能会出现更多的1码。

如果直流偏置足够小，并且系统由于抖动而不能完全随机时，这些1码可能以几乎规律性的间隔时间出现，
从而产生一种新的音调。

当直流电平值增加时，1码会更频繁地出现，结果会提高这种音调
的频率和功率。

进一步提高电平值则会使这种音调频率高出可测量的带宽范围（通常为
20kHz），从而能改善带内的噪声与音频功率。

这种现象是对称发生的，以中值为中心的两边会出现噪声带。

通常在-60dB处性能的降低比较明显，这是因为在这个电平点正弦信号的
峰值会在较差性能区域有所下降。

强信号在噪声频带中占据较少的时间，而弱信号在中值附
近的一对噪声频带之间几乎是零。

带内噪声调制测试非常耗时，数百个甚至上千个点需要确认是否满足所有性能要求。

因此，这种方法非常适合于器件评估和性能描述，但不适用于生产测试。

另外，它也适用于不同DEM方法的比较以及仿真抖动效应。

类似的测试技术也可以应用于S-S A/D转换器。

图6是对WM8740进行直流扫描的结果。

与其它S-S D/A相比，这张图显得非常平直，而
且只有极少量的可见尖峰。

这些数据证明了采用Wolfson结构能抑制带外噪声和改善前级带内噪声调制。

采用直流扫描测试可以很好地说明噪声与音调功率对输入信号的依赖性，同时证明Wolfson DAC的噪
声功率谱几乎不随输入电平而改变，因此能极大的改进输出音频质量。

参考文献:
1. [Norsworthy] S. Norsworth, R. Schreier and G.C. Temes (Editors), -工Data
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[Vadipour] M. Vadipour, "Tech niq ues for Preven ti ng Tonal Behaviour of Data Weighted
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47, no. 11, Nov. 2000.
作者简介：
David Hossack, Peter Frith, Julian Hayes 和Angus Jackson 是Wolfson 微电子公司(位于苏格兰爱丁堡)研究制作和声音乐的专家。

Hossack是信号处理专家，拥有爱丁堡大学£- a 设计技术方面的博士学位；Frith是音频小组负责人，拥有Durham大学微电子MSE学位；Hayes是行销部副总裁；Jacks on是高级设计工程师。