第4篇高频谐振功率放大器

第4章高频谐振功率放大器
概述
高频谐振功率放大器的工作原理
高频功率放大器的实际电路
丁类高频功率放大器简介
宽频带功率放大器
教学目的：
1.了解高频功率放大器的大体概念和类型
2.掌握高频谐振功率放大器的特点
3.掌握高频谐振功率放大器的工作原理
教学重点：
高频功率放大器的大体概念和类型
高频谐振功率放大器的特点
教学难点：
高频谐振功率放大器的工作原理
教学方式：
教学、提问
课时：
12学时
教学进程
概述
顾名思义,高频功率放大器用于放大器高频信号并取得足够大的输出功率,常又称为射频功率放大器(Radio Frequency Power Amplifier)。

它普遍用于发射机、高频加热装置和微波功率源等电子设备中。

1、利用谐振功率放大器的目的：放大高频大信号使发射机末级取得足够大的发射功率。

2、功率信号放大器利用中需要解决的两个问题：
①高效率输出②高功率输出
联想对比：
谐振功率放大器与高频小信号谐振放大器；
谐振功率放大器与低频功率放大器；
3、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同的地方
相同的地方：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负
载均为谐振回路。

不同的地方：鼓励信号幅度大小不同； 放大器工作点不同； 晶体管动态范围不同。

4、高频功率放大器与低频功率放大器的异同的地方
一路的地方:都要求输出功率大和效率高。

不同的地方：工作频率与相对频宽不同； 放大器的负载不同； 放大器的工作状态不同。

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效率。

功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率 5、工作状态：
功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器。

谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路
谐振功率放大器通常常利用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小)，其工作状态通常选为丙类工作状态(θc ＜90︒)，为了不失真的放大信号，它的负载必需是谐振回路。

非谐振功率放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。

低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态；宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。

谐振功率放大器的分析方式：图解法，解析法 六、高频放大器的分类
按照相对工作频带的宽窄不同，高频功率放大器可分为窄带型和宽带型两大类。

a. 窄带型高频功率放大器
表2-1 不同工作状态时放大器的特点
通常采用谐振网络作负载，又称为谐振功率放大器。

为了提高效率，谐振功率放大器一般工作于丙类状态或乙类状态，最近几年来出现了工作在开关状态的丁类状态的谐振功率放大器。

b. 宽带型高频功率放大器
采用传输线变压器作负载。

传输线变压器的工作频带很宽，可以实现功率合成。

7、谐振功率放大器的特点
a.采用谐振网络作负载。

b.一般工作在丙类或乙类状态。

c.工作频率和相对通频带相差很大。

d.技术指标要求输出功率大、效率高。

高频谐振功率放大器的工作原理
．1大体电路组成
组成：BJT、LC谐振回路、馈电电源
特点：
1、NPN高频大功率晶体管，高f T；改变U BB可以改变放大器的工作类型；
2、大信号鼓励：1—2V；
3、发射结在一个周期内只有部份时间导通，i B、i C均为一系列高频脉冲；
4、谐振回路作负载可以滤除高频脉冲电流i C中的谐波分量，同时实现阻抗匹配。

图4-1 谐振功率放大器原理电路
．2工作原理及性能指标
一、特性曲线的折线化：
所谓折线法是将电子器件的特性曲线理想化，用一组折线代替晶体管静态特性曲线后进行分析和计算的方式。

工程上都采用近似估算和实验调整相结合的方式对高频功率放大器进行分析和计算。

折线法就是常常利用的一种分析法。

对谐振功率放大器进行分析计算，关键在于求出电流的直流分量Ic0和基频分量Icm1。

折线分析法的主要步骤：
1、测出晶体管的转移特性曲线i c~ u be及输出特性曲线i c~ u ce，并将这两组曲线作理想
折线化处置。

2、作出动态特性曲线。

3、按照鼓励电压v b的大小在已知理想特性曲线上画出对应电流脉冲i c和输出电压v c 的波形。

4、求出i c的各次谐波分量Ic0、Ic1、Ic2……由给定的负载谐振阻抗的大小，即可求得放大器的输出电压、输出功率、直流供给功率、效率等指标。

输入特性
输出特性转移特性
二、各极电流、电压波形：
t
U
U
u
im
BB
BE
ω
cos
+
=
图解可见，i B和i C的都是余弦脉冲，概念θ为半导通角，三极管只在（－θ，θ）内导通，当θ=90o时，功率放大器工作于乙类状态。

当θ<90o时，功率放大器工作于丙类状态。

越小
越负
越小或
且
，
决定
和
、
θ
θ
θ
θ
BB
im
D
BB
im
im
BB
D
im
BB
D
U
U
U
U
U
U
U
U
U
U
U,
cos
cos
-
=
⇒
=
-
当i C流过LC谐振回路时，在回路两头产生电压u C。

由于谐振回路的选频特性， u C
中只有基波分量幅度最大，其它频率的信号电压幅度较小可以忽略。

设R e ——并联回路谐振时的等效负载电阻，包括BJT 的输出电导和等效的R L 。

t
U U u U u R t I t U u m c CC c CC ce e
m c m c c ωωωcos cos cos 111-=-=⋅==集电极输出电压为：
若是振荡回路的ω0=n ω，则在回路两头可取得频率为n ω的电压:u 0=U m cosn ωt;相当于实现了对输入信号的n 倍频。

按照傅立叶级数的理论，i C 可分解为：
i c =I co + I cm1cos ωt+I cm2cos2ωt+I cm3cos3ωt+…
式中：Ico 为直流电流分量 i C1为基波分量；i C1=I cm1COS ωc t
i C2为二次谐波分量；i C2=I cm2COS2ωc t i Cn 为n 次谐波分量；i Cn =I cmn COSn ωc t 其中，它们的大小别离为：
Ico=i Cmax ·α0（θ）
I cm1=i Cmax ·α1（θ） I cmn =i Cmax ·αn （θ）
i Cmax 是i c 波形的脉冲幅度。

αn （θ）的大小可按照余弦脉冲分解系数表查。

其中：
)
cos 1(cos sin )(0θπθ
θθθα--=
)
cos 1(sin cos )(1θπθ
θθθα--=
)
cos 1)(1(sin cos cos sin 2)(2
θθ
θθθπθα---⋅=n n n n n n 为尖顶脉冲的分解系数。

I c 信号的导电角可以用下面的公式进行计算
cos arccos on BB
bm
on
BB
bm
U U U U U U θθ-=
-=
当i C 信号通过谐振网络时，由于谐振网络的作用，可得其谐振网络压降为：
u c =RI cm1COS ωc t =U cm COS ωc t u CE =V CC -u c =V CC -U cm COS ωc t 各信号的波形如图4-3所示：
三、功率关系
1）集电极输出功率：
e m
c e m c m c m c O R U R I U I p 212111212121=
==
2）集电极电源提供功率：
CC
c E U I P 0=
3）集电极损耗功率：
O E c P P P -=
4）集电极效率：
C
CC
m
c
c
m
c
E
O
C U
U
I
I
P
P
ξ
γ
η
1
1
1
2
1
2
1
=
=
=。

为集电极电压利用系数
＝
式中
CC
m
c
C U
U
1
ξ为波形系数
)
(
)
(
1
1
1θ
α
θ
α
γ=
=
c
m
c
I
I。

5）θ对效率的影响
电压利用系数ξc=U c1m/U CC，ξc≤1，γ1 随θ而转变；
乙类功放：θ= π/2 ，
2
1
2
1
)
2
(
)
2
(
1
1
π
π
π
α
π
α
γ=
=
=，ηmax=π/4=%；
丙类功放：θ< π/2 ，减小θ，γ1提高，ηc提高；可是θ很小时，γ1提高不多，输出功率却降低很多。

故θ通常选在60o~90o之间。

6）交流电源提供的功率称为放大器的鼓励功率：
im
m
b
i
U
I
P⋅
=
1
2
1
7）功率放大倍数：
i
O
P P
P
A=
4.2.3 工作状态分析
一、动态特性分析：
i C、u BE和u CE的关系曲线，称动特性曲线——即交流负载线
t
U
U
u
t
U
U
u
m
c
CC
CE
im
BB
BE
ω
ω
cos
cos
1
-
=
+
=
3点法作图：
（1）ωt=0，u BE=U BB+U im； u CE=U CC-U c1m 取得C点
（2）ωt=π/2，u BE=U BB； u CE=U CC取得 B点
直线BC与横轴交于A
（3）ωt= π， u BE=U BB-U im <0---i C=0； u CE=U CC+U c1m 取得D点
折线CAD即为谐振功率放大器的动态特性曲线
动态负载R C：动态特性曲线斜率的倒数
（导通角）共同决定。

（等效负载电阻）和
电阻由
表明：丙类功放的动态
代入，得
，
将
θ
θ
θ
α
θ
θ
e
e
C
e
m
c
c
e
m
c
m
c
C
M
M
m
c
C
R
R
i
R
I
R
R
I
U
i
I
I
U
R
)
cos
1(
)
(
)
cos
1(
cos
1
,
1
max
1
1
1
max
1
-
⋅
⋅
=
-
⋅
=
⋅
=
-
=
=
二、高频谐振功率放大器的工作状态
工作状态按照u BE=u BEmax， u CE=u CEmin时，动特性上瞬时工作点C的位置肯定。

（1）临界状态：C点在输出特性放大区和饱和区的临界点
（2）欠压状态：点在输出特性放大区
（3）过压状态：C点在输出特性饱和区
欠压和临界状态： i C 是相同的余弦脉冲；但临界状态U C1m 大； 过压状态：i C 中间凹陷；U C1m 较临界略有增大。

比较三种工作状态：
（1）临界状态：P 1最大；η较高；最佳工作状态 (对应最佳负载R Lcr )；主要用于发射机末级。

（2）过压状态： η较高（弱过压状态η最高)；负载阻抗转变时，U C1大体不变；用于发射机中间级
（3）欠压状态： P 1较小； η较低；P C 大；输出电压不够稳定；很少采用，基极调幅电路工作于此状态。

提问：丙类放大器为何必然要用谐振回路作为集电极的负载？谐振回路为何必然要调谐在信号频率上？
答：这是因为放大器工作在丙类状态时，其集电极电流将是失真严重的脉冲波形，若是采用非调谐负载，将会取得严重失真的输出电压，因此必需采用谐振回路作为集电极的负载。

调谐在信号频率上集电极谐振回路可以将失真的集电极电流脉冲中的谐波分量滤除，掏出其基波分量，从而取得不失真的输出电压。

例4-1 某谐振功率放大器的转移特性如图所示。

已知该放大器采用晶体管的
参数为：fT ≥150MHz ，功率增益Ap ≥13dB ，管子允许通过的最大电流IcM=3A ，最大集电极功耗为Pc max=5W 。

管子的VBZ=，放大器的负偏置∣VBB ∣=，θc=70︒，VCC=24V ，ξ= ，试计算放大器的各参数。

1) 按照图可求得转移特性的斜率gc
BE
i BZ
1A
V
A V A
g c /5.0)6.06.2(1=-=
θc=70︒，cos70︒=，
2) 按照b
BZ
BB c V V V +=
θcos 求得Vb
V
V b 8.5342.06
.04.1=+=
3) 按照ic max=gcVb(1–cos θc)求得ic max 、Ic 一、Ic0
)
(max
max 2)342.01(8.52
1
安全工作C c I A <=-⨯⨯=i
Ic1=ic max α⋅1(70︒)=2⨯=0.872A Ic0=i c max α⋅0(70︒)=2⨯=0.506A
4) 求交流电压振幅：Vcm=VCC ξ=24⨯=
对应功率、效率。

P==VCC ⋅ IC0=24⨯=12W
Po= W
V I V I CC c cm c 4.9249.0872.021
212111=⨯⨯⨯=⋅⋅=⋅ξ
Pc=P=–Po=<Pc max (安全工作)
%78124
.9===
=P P o c η
5) 鼓励功率 因为Ap=13dB ，即 )(lg
10dB p P A i
o
p =
则 W A P P P p o i b 47.0)3.1(lg 4
.910lg 11==⎪
⎪⎭
⎫ ⎝⎛=
=--
例4-2.已知谐振功率放大器输出功率P o ＝4W ，ηC ＝60％，V CC ＝20V ，试求P c 和I c0。

若维持
P o 不变，将ηC 提高到80％，试问P c 和I c0减小多少？ 解：已知P o ＝4W ，ηC ＝60％，V CC ＝20V ，则
P DC =P o /ηC =4/≈ P c = P DC －P o =－4=
I c0= P DC / V CC =20（A ） ≈
若维持P o 不变，将ηC 提高到80％ ，则
P o /ηC －P o =4/－4=5－4=1W
－1=
（A）=83mA
例4-3．已知谐振功率放大器V CC＝20V，I c0＝250mA，P o＝4W，U cm＝，试求该放大器的P DC、P c、ηC和I c1m为多少？
解：已知V CC＝20V，I c0＝250mA，P o＝4W，U cm＝，则
P DC= V CC× I c0＝20×=5W
P c= P DC－P o=5－4=1W
ηC = P o / P DC =4/5=80%
U cm＝=×20=18V
I c1m＝2P o /U cm＝2×4/18≈
4.2.4 谐振功率放大器的外部特性
当鼓励源（U im)、负载(R e)或直流电源(U BB、 U CC)发生转变时，都会影响到功放的工作
状态，改变输出功率与效率；另一方面可以通过调整这些外部参量来改变功率放大器的性能。

将外部参量转变时对功率放大器工作状态及性能指标的影响称为外部特性，包括
负载特性----R e的影响
放大特性---- U im 的影响
调制特性---- U BB、 U CC的影响
一、负载特性
U BB、U BB 及U im 固按时，i c(I C0 I C1)都肯定；
R e直接影响输出电压振幅 :R e增大， U C1增大。

欠压---临界---过压状态
二、调制特性
（1）集电极调制特性：U CC的影响U BB U im不变：则u bemax、θ不变R e不变：则动特性斜率不变
U CC改变：引发动特性平移
减小U CC：
欠压→临界→过压状态
在过压区，输出电压振幅U C1与U CC近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替U CC，可完成振幅调制----集电极调幅。

（2）基极调制特性：U BB的影响
增大U BB，放大器的工作状态转变: 欠压→临界→过压状态
在欠压区，输出电压振幅U C1m与U BB近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替U BB，可完成振幅调制----基极调幅。

三、放大特性
U im增大：
放大器的工作状态转变: 欠压→临界→过压状态
以 为例
在欠压区，输出电压振幅U C1m与输入电压振幅U im近似呈线性关系：可以实现对振幅转变信号的线性放大。

在过压区，输出电压振幅U C1m近似呈现恒压特性，可以实现对振幅转变信号的限幅。

高频功率放大器的实际电路
考虑到滤波匹配网络元件的安装方便，馈电电路（ Power Supply Circuit ）对滤波匹配网络的影响等实际因素，在谐振功率放大器中，直流馈电电路有两种不同的连接方式，别离称为串馈和并馈。

4.3.1直流馈电电路
直流馈电线路包括集电极和基极馈电线路。

下面结合集电极馈电线路和基极馈电线路说明C b、L b的应用方式。

图3 ─25是集电极馈电线路的两种形式: 串联馈电线路和并联馈电线路。

图3 ─25(b) 中晶体管、电源、谐振回路三者是并联连接的, 故称为并联馈电线路。

V C
C
b L
V
C L
1
C
L
b
图 3 ─ 25 集电极馈电线路两种形式
(a) 串联馈电; (b) 并联馈电
馈电电路的特点： 串联馈电电路： a 、
与“地”间的散杂电容较大，但对
回路的影响较小。

b 、 馈电之路散布参数对回路影响小。

c 、
回路处在直流高点位上，安装不便。

所以，这种电路适合于
频率较高的场合。

并联馈电电路：
a 、 馈电支路散布参数直接影响信号回路的谐振频率。

b 、信号回路（
）处于直流低电位上，安装调整方便。

c 、 间散布参数影响较大。

所以，适合于频率较低的场合。

2．基极馈电电路
基极馈电线路也有串联和并联两种形式。

图3 ─ 26示出了几种基极馈电形式, 基极的负偏压既可以是外加的, 也可以由基极直流电流或发射极直流电流流过电阻产生。

图 3 ─ 26 基极馈电线路的几种形式
4.3.2 输出匹配网络
该双端口网络应具有这样的几个特点:
(1) 以保证放大器传输到负载的功率最大, 即起到阻抗匹配的作用; (2) 抑制工作频率范围之外的不需要频率, 即有良好的滤波作用; (3) 大多数发射机为波段工作 。

R e C b
V C b
V R 1
R 2E
C b
L b
V (a )(b )(c )
1. LC 匹配网络
图3 ─ 27是几种常常利用的LC 匹配网络。

图 3 ─ 27几种常见的LC 匹配 (a) L 型; (b) T 型; (c) Π型 对于L —I 型网络有
对于L-Π型网络有
图 3 ─ 28L 型匹配网络 (a) L-I 型网络; (b) L-Π型网络
图3 ─ 29是一超短波输出放大器的实际电路, 它工作于固定频率。

2R 1(a )(b )
(c )
p p
p s p
s X R Q X Q Q X R Q
R =
+='+='2
2
2111
s
s
s p s s R X Q R Q Q R R Q R =+=
'+='2221)1(X s X p R p X X p R s X p ′X p R p
′(a )
(b )
X s X s ′R s ′3DA21C C b V
C 1L 1L 2
C 2
＋22.5 V
图 3 ─ 29 一超短波输出放大器的实际电路
2． 耦合回路
图3 ─ 30是一短波发射机的输出放大器， 它采用互感耦合回路作输出电路, 多波段工作。

图3 ─ 30 短波输出放大器的实际线路
4.3.3 高频功放的实际线路举例
图3 ─ 31(a)是工作频率为50 MHz 的晶体管谐振功率放大电路, 它向50 Ω外接负载提供25 W 功率, 功率增益达7 dB 。

图 3 ─ 31 高频功放实际线路
(a) 50 MHz 谐振功放电路; (b) 175 MHz 谐振功放电路
3.5.1 D 类高频功率放大器 1. 电流开关型D 类放大器
图3 ─ 32是电流开关型D 类放大器的原理线路和波形图， 线路通太高频变压器T1, 使晶体管V1、 V2取得反向的方波鼓励电压。

V 1C b
C 1L 1L 2C 2
K L 3
M
V L 2
E c
＋13.5 V L b
C 1
C 214～150pF 50 Ω90～400 pF
L 1L 32～32～C 3C 450 Ω(a )C 5
V R 1100k Ω50 Ω5～30 pF L 15～33pF 15 pF
C 4R 2110 k Ω
E G E D
C 615 pF L 3
C 8
C 7
5～33 pF 50 Ω
(b )C 1C 2C 3L 2
c ces ces m ces ces m E u u U t
d u t u U =+-=+-⎰
-)(2]cos )[(12
2π
ωωπππ
由此可得 集电极回路两头的高频电压峰值为
集电极回路两头的高频电压有效值为
图 3 ─ 32 电流开关型D 类放大器 的线路和波形
V 1(V 2)的集电极电流为振幅等于I c0的矩形, 它的基频分量振幅等于(2/π)I c0。

V 1、 V 2的i c1、 i c2中的基频分量电流在集电极回路阻抗R ’L(考虑了负载R L 的反射电阻)两头产生的基频电压振幅为
将式(3 ─ 35)代入式(3 ─ 37), 得 输出功率为
输入功率为 集电极损耗功率为
)()(2)(2ces c ces m m ces
ces c m u E u U U u u E U -=-=+-=ππ
i
t (b )
t (c )
t (d )
t (e )
t ( f )
(a )
c
22
212
)(221)(22)2(ces c L
L cm ces c L
L cm co L
co cm u E R R U P u E R R U I R I U -'='=-'='='=ππππ%
100%100)(2)(2012
102
0⨯-=⨯=-'=-=-'==c ces c ces ces c L
c c
ces c L co c E u E P P u u E R P P P E u E R I E P ηππ
2． 电压开关型D 类放大器
图3 ─ 33为一互补电压开关型D 类功放的线路及电流电压波形。

两个同型(NPN)管串联, 集电极加有恒定的直流电压E c 。

图 3 ─ 33 电压开关型D 类功放的线路及波形 由图可见, 因i c1、i c2都是半波余弦脉冲(θ=90°), 所以两管的直流电压和负载电流别离为
两管的直流输入功率为
负载上的基波电压U L 等于u ce2方波脉冲中的基波 电压分量。

对u ce2分解可得
负载上的功率为
可见 此时匹配的负载电阻为
i c2
i L
L 0C 0R L
V 2u ce2u ce1V 1T 1c
(a )
i c1
i L L 0C 0R L
E S (b )u ce2u ce2
ω t E c 0π2π
i L ω t
i c1
ω t
0i c1m ax
i c2
ω t
0max
0max
max 11c c co c c co c co i E I E P i I i I ππ====0max 022212
sin 1L c c L L L c
c L E U P P i E I U P E t t
d E U =====⎰
ππωωππ
3.5.2 功率合成器
功率合成器, 就是采用多个高频晶体管, 使它们产生的高频功率在一个公共负载上相加。

图3 ─ 34是常常利用的一种功率合成器组成方框图。

图 3 ─ 34功率合成器组成
由3dB 耦合器原理可知, 当两晶体管输入电阻相等时, 则两管输入电压与耦合器输入电压相等
在晶体管的输出端, 当两管正常工作时, 两管输出 相同的电压, 即 且 , 但由于负载上 的电流加倍, 故负载上取得的功率是两管输出功率之 和, 即
基本单元
信号源
负载放大器混合电路
S B A T B A R R R R U U U 42211=====⋅
⋅⋅⋅'⋅'=
B A U U L B A U U U ⋅
'⋅'⋅==1
12)2(2
1
P I U P c A L =='R T
A ′
B ′
R L
R T1R A A
B R B
U 1.S
E .
(a )
T 1
T 2
B E .A
E .
′
U A .′U A
/2.
′＋－
U B
＝0′.R L A /2
.
＋－
′′
-21 图 3 ─ 35 同相功率合成器
(a) 交流等效电路; (b) B ′信号源开路时的等效电路
当
时, 由于流过负载的电流只有原来的一半, 功率减小为原来的1/4, 而A 管输出的另一半功率正好消
耗在平衡电阻R T 上, 即有
图3 ─ 36是反相功率合成器的原理线路。

输入和输出端也各加有—3 dB 耦合器作分派和归并电路。

图 3 ─ 37 是一反相功率合成器的实际线路。

它
工作于～１８ MHz, 输出功率100 W 。

图 3 ─ 36 反相功率合成器的原理线路
图 3 ─ 图3 ─ 39是一个模块式射频部件的微带线电路板。

它由A 、 B 、 C 、 D 四个模块放大器级联组成。

0=⋅'A U L T L P P P R 4
12111==='R 1T 2R T B ′A ′V 1A T 1R T1R E S .B V 2
R 275 ΩT 8T 7T 5T 6Z e ＝18.5
Z c ＝18.5V 13DA7
3DA7－36 V V 2T 1T 2
T 3＋15 V 控制电压0～－15 V 跳线＋15 V －15 V
跳线＋15 V 降压电阻器级联电压输入＋24 V ＋24 V 直流和
射频地
信号输出＋24 V ＋15 V UTL 限幅器AUF －025衰减器10个装配孔A B C D
图 3 ─39 一个模块式射频部件的微带线电路板
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