PWM整流器在静止坐标系下的准直接功率控制

+ iβ Sβ
) − iL
(6)
相应的复频域模型如图 2 所示。
1 iα eα + − Ls + r
uα
Sα
3 idc
1
+ + 2 + − Cs
Udc
iL
Sβ
uβ
+ − 1 iβ
eβ
Ls + r
图 2 PWM 整流器在两相静止坐标系下的数学模型 Fig. 2 Mathematical model of PWM rectifier in two-phase stationary frame
⎡ua ⎤ ⎡ 2 / 3 −1/ 3 −1/ 3⎤ ⎡Sa ⎤
⎢⎢ub
⎥ ⎥
=
⎢⎢−1/
3
2/3
−1/
3⎥⎥
⎢ ⎢
Sb
⎥ ⎥
U
dc
(2)
⎢⎣uc ⎥⎦ ⎢⎣−1/ 3 −1/ 3 2 / 3 ⎥⎦ ⎢⎣Sc ⎥⎦
式中 Si (i = a,b,c)表示三相桥臂的开关状态。Si = 1 表
示对应相桥臂的上桥臂导通而下桥臂关断，Si = 0
图 1 所示为三相电压型 PWM 整流器的一般电 路拓扑。其中，ea、eb、ec 为电网三相电压；ia、ib、 ic 为三相输入电流；iL 为负载电流；L 为输入滤波 电感；r 为滤波电感的等效内阻；ua、ub、uc (ui = uiN + uNn, i = a,b,c)为 PWM 整流器三相桥臂的输入端 相对电网中性点的电压，Udc 为直流母线电压。PWM 整流器在 abc 静止坐标系下的状态方程[13]可表示为
本文首先分析 PWM 整流器在两相静止坐标系 下的数学模型以及瞬时功率。基于谐振控制器提出 PWM 整流器新型的准直接功率控制方法，并对采 用谐振控制器时电流内环和电压外环的参数设计 进行分析，提出控制器参数设计方法。最后，仿真 和实验验证本文方法的正确性和有效性。
1 电压型 PWM 整流器的数学模型
关键词：电压型 PWM 整流器；准直接功率控制；静止坐标 系；数字控制
0 引言
三相电压型脉宽调制(pulse width modulation， PWM)整流器以其功率双向流动、电网侧单位功率 因数运行、输入电流正弦度好等诸多优点，在交流 调速、不间断电源(uninterruptable power supply， UPS)、新能源等领域获得了广泛的应用[1]。关于 PWM 整流器的控制，国内外学者也提出了许多方 法[2-14]。根据控制的原理，现有的方法大概可以归 纳为 4 种类型[2]，即：电压定向控制(voltage oriented control，VOC)，基于电压的直接功率控制(voltagebased direct power control，V-DPC)，虚拟磁链定向 控制(virtual-flux oriented control，VFOC)和基于虚 拟 磁 链 的 直 接 功 率 控 制 (virtual-flux-based direct power control，VF-DPC)。文献[2]对这 4 种方法做 了细致的对比研究，并认为 VF-DPC 比其它 3 种方 法更有优势。但是，VF-DPC 基于滞环控制，致使 开关频率不固定，不利于输入端滤波电感的参数设 计。为此，一些学者对滞环控制进行了改进，如文 献 [3] 提 出 了 基 于 空 间 矢 量 调 制 的 直 接 功 率 控 制 (direct power control-space vector modulation ， DPC-SVM)。然而，基于虚拟磁链的控制方法中由 于需要对电网侧电压进行积分，存在积分初值选择 不当会产生直流偏移的问题。文献[4]采用带饱和限 幅反馈环节积分器来解决这一问题。对于 V-DPC， 一些学者也进行了相关研究。文献[5]提出了 V-DPC 的无交流电压传感器条件下 PWM 整流器的控制。 但在调制方法上与 VF-DPC 相同，也采用了滞环控 制。文献[6]则采用有功功率和无功功率的双开关表
谐振控制器[14-19]被认为是静止坐标系下交流 信号的“积分器”，其出现使得电力电子变流器在 静止坐标系下的稳态无差控制成为可能。在很多场 合，尤其是变流器工作基频恒定的场合，谐振控制 器的使用可以省去旋转坐标变换，在静止坐标系下 可达到与旋转坐标系下采用积分器时同样的控制 效果。例如，文献[14]采用谐振控制器在两相静止 坐标系下实现了 PWM 整流器的单位功率因数运 行。但是，其中采用的谐振控制器会引入 180° 相 角滞后，不利于控制系统的稳定，并非最佳选择。 此外，此方法采用双闭环控制没有利用瞬时功率， 因此在快速性上难以与直接功率控制方法相媲美。
⎡ Ldia / dt ⎤ ⎡−r 0 0 0 ⎤ ⎡ia ⎤ ⎡ea − ua ⎤
⎢ ⎢
Ldib / dt
⎥ ⎥
=
⎢ ⎢
0
−r
0
0
⎥ ⎥
⎢ ⎢
ib
⎥ ⎥
+
⎢⎢eb
−
ub
⎥ ⎥
(1)
⎢ Ldic / dt ⎥ ⎢ 0 0 −r 0 ⎥ ⎢ic ⎥ ⎢ec− uc ⎥
⎢⎣CdUdc / dt ⎥⎦ ⎢⎣ Sa Sb Sc −1⎥⎦ ⎢⎣iL ⎥⎦ ⎢⎣ 0 ⎥⎦
∼
ic
r
L
uc
电网
N
图 1 三相电压型 PWM 整流器拓扑结构
Fig. 1 Three-phase voltage-source PWM rectifier
对应的逆变换为
⎡ ⎢ ⎢
X X
a b
⎤ ⎥ ⎥
=
⎡1 ⎢⎢−1/
2
⎢⎣ Xc ⎥⎦ ⎢⎣−1/ 2
0⎤
1/ −1/
3 3
⎥ ⎥ ⎥⎦
⎡ ⎢ ⎣
X X
48
中国电机工程学报
第 30 卷
来提高 V-DPC 的动、静态性能。文献[7]分析了采 用 V-DPC 时 PWM 整流器的交流侧电感和直流侧电 容值的设计方法。文献[8]在分析 V-DPC 和 VF-DPC 的基础上提出了电网电压不平衡情况下的补偿方法， 减小了畸变的电网电压对控制效果的影响。此外， 关于 PWM 整流器的控制方法研究还有很多。文献 [9]提出利用动态过程中的无功电流来提高 PWM 整 流器 VOC 中有功电流动态响应速度。文献[10]提出 了 PWM 整流器的无源性功率控制。文献[11]提出 了 PWM 整流器在不平衡电网电压条件下瞬时功率 的分析方法。然而，以上方法有一个共同的特点， 就是坐标系的选择一般是同步旋转(d-q)坐标系或 者瞬时有功–无功(p-q)坐标系，以便采用常用的 PI 调节器消除稳态误差。然而，d-q 或 p-q 坐标系不 是必须采用的。如文献[12]提出了 PWM 整流器在 静止坐标系下的预测电流控制。
则表示相反含义。通过 Clarke 变换可以将上述状态
方程变换到两相静止坐标系，即
⎡ Xα
⎢ ⎣

⎡1 ⎣⎢0
−1/ 2 1/ 3
−1 −1/
/
2 3
⎤ ⎥ ⎦
⎡ ⎢ ⎢ ⎢⎣
X X X
a b c
⎤ ⎥ ⎥ ⎥⎦
(3)
idc iL
ea
∼
ia
r
L
ua
n
eb
∼
ib
r
L
ub
C
负 载
ec
第 30 卷 第 9 期 2010 年 3 月 25 日
中国电机工程学报 Proceedings of the CSEE
Vol.30 No.9 Mar.25, 2010 ©2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 47
文章编号：0258-8013 (2010) 09-0047-08 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40
α β
⎤ ⎥ ⎦
(4)
经过坐标变换后，PWM 整流器在两相静止坐
标系下的状态方程[13]可表示为
⎡eα ⎢⎣eβ
⎤ ⎥ ⎦
=
⎡ Ldiα
⎢ ⎣
Ldiβ
/ /
dt ⎤
dt
⎥ ⎦
+
⎡r ⎢⎣0
0 r
⎤ ⎥⎦
⎡iα ⎢⎣iβ
⎤ ⎥ ⎦
+
⎡uα ⎢⎣uβ
⎤ ⎥ ⎦
(5)
CdU dc
/ dt
=
3 2 (iα Sα
2 两相静止坐标系下的瞬时功率
PWM 整流器作为功率变换器，其主要作用是
第9期
李子欣等：PWM 整流器在静止坐标系下的准直接功率控制
LI Zi-xin, LI Yao-hua, WANG Ping, ZHU Hai-bin, CHEN Jun-ling, TAN Long-cheng, LIU Cong-wei
(Key Laboratory of Power Electronics and Power Drives (Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences), Haidian District, Beijing 100190, China)
ABSTRACT: For most of the existing control methods for PWM rectifier, rotating frame is widely adopted. The underlying reason is that the control variables exist in DC form in steady state and the most popular PI controllers can be adopted to eliminate the steady state error. Unlike most of the existing schemes, this paper presented a novel quasi direct power control method for PWM rectifier in stationary frame based on instantaneous power theory. In the proposed method, unity power factor is obtained without the need of grid voltage phase detecting (such as phase lock loop), decoupling control or rotating transformation, which offers a simple control method for PWM rectifier. The parameters of the controllers were analyzed and the design algorithm was also presented. Computer simulations and experimental results on a 30 kVA PWM rectifier prototype show excellent performance of the proposed method.
KEY WORDS: voltage-source PWM rectifier; quasi direct power control; stationary frame; digital control
摘要：关于三相电压型脉宽调制(pulse width modulation， PWM)整流器的控制方法一般采用两相旋转坐标系实施控 制。一个主要原因是在同步旋转坐标系中电压、电流等变量 在稳态时表现为直流信号，可以采用获得广泛应用的 PI 调 节器达到稳态无静差控制。通过分析电压型 PWM 整流器的 瞬时功率，在两相静止坐标系下提出一种新型的准直接功率 控制策略。与传统的方法相比，省去了电网电压相位信息检 测(如锁相环等)、电流环解耦控制以及旋转坐标变换，减少 了检测环节误差带来的干扰以及参数不准确造成的解耦不 彻底问题，提高了系统的稳定性，在两相静止坐标系下即可 实现 PWM 整流器在电网侧单位功率因数运行。同时，对采 用谐振控制器时，内外环控制器参数的设计进行理论分析并 提出参数设计方法。计算机仿真与 30 kVA 三相 PWM 整流 器上的实验结果表明，本文提出方法性能优良、动态响应 迅速。
PWM 整流器在静止坐标系下的准直接功率控制
李子欣，李耀华，王平，朱海滨，陈峻岭，谈龙成，刘丛伟
(电力电子与电气驱动重点实验室(中国科学院电工研究所)，北京市 海淀区 100190)
Novel Quasi Direct Power Control Method for PWM Rectifier in Stationary Frame