的单级式功率因数校正

基于UC3854的单级式功率因数校正的研究*引言近年来，随着电子技术的发展，各种办公自动化设备，家用电器，计算机被大量使用，然而，在这些设备的内部都离不开一个共同的“心脏”——开关电源，即将市电转化为直流电源，以供给系统的需求。

在这个转换过程中，由于一些非线性元件的存在，导致输入的交流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，功率因数PF=0.67。

如图1所示。

图1.输入电压电流波形脉冲状的输入电流，含有大量的谐波，而谐波的存在，不但对公共电力系统产生污染，易造成电路故障，而且严重降低了系统的功率因数。

本课题基于此问题进行有源功率因数校正技术的模拟控制策略研究，设计了基于UC3854为核心的功率因数校正系统，实现了电源装置网侧电流正弦化，功率因数接近1，极大地减少了电流谐波，消除了对公共电力系统的污染。

1．主电路拓扑结构主电路采用单级功率因数校正器，主要是将PFC级和DC/DC变换级集成在一起，两级共用一只功率器件，它与传统的两级电路相比省掉了一只功率器件，增加了一个二极管。

系统拓扑如图2所示。

另外，其控制采用常规的PWM方式，相对简单。

图2.单级有源功率因数校正2.有源功率因数校正电路原理的环的给定电流I*s。

升压变换器输出电容电压u C与给定电压U*c作比较的目的是判断输出电压是否与给定电压相同，如果不相同，可以通过调节器调节使之与给定电压相同，调节器（图中的运算放大器）的输出是一个直流值，这就是电压环的作用。

而整流器输出电压u d显然是正弦半波电压波形，它与调节器结果相乘后波形不变，所以很明显也是正弦半波的波形且与u d同相。

将乘法器的输出作为电流环的给定信号I*s ，才能保证被控制的电感电流i L与电压波形u d一致。

I*s的幅值与输出电压u C的差值有关，也与u d的幅值有关。

L1中的电流检测信号i F与I*s构成电流环，产生PWM信号, 即开关V的驱动信号。

V导通，电感电流i L增加。

当i L增加到等于电流I*s时，V截止，这时使二极管导通，电源和L1释放能量，同时给电容C充电和向负载供电，这就是电流环的作用。

由升压直流转换器的工作原理可知，升压电感L1中的电流有连续和断续两种工作模式，因此可以得到电流环中的PWM信号即开关V的驱动信号有两种产生方式：一种是电感电流临界连续的控制方式，另一种是电感电流连续的控制方式。

这两种控制方式下的电压、电流波形如图所示。

i(b) 平均电流控制方式截止时，电感电流I*s。

即开关V导通时，电感电流从零上升；开关截止时，电感电流从峰值降到零。

电感电流i L的峰值包络线就是I*s 。

因此, 这种电流临界连续的控制方式又叫峰值电流控制方式。

从图(b)的波形可知，这种方式可以控制电感电流i L在给定电流I*s 曲线上，由高频折线来逼近正弦曲线，这就是电流滞环控制，I*s反映的是电流的平均值，因此这种电流连续的控制方式又叫平均值控制方式。

电感电流i L经过C1和射频滤波后，得到与输入电压同频率的基波电流i i。

在相同的输出功率下，峰值电流控制的开关管电流容量要大一倍。

平均电流控制时，在正弦半波内，电感电流不到零，每次DC/DC开关导通之前，电感L1和二极管VD中都有电流, 因此开关开通的瞬间，L1中的电流、二极管VD中的反向恢复电流对直流转换电路中的开关器件V和二极管形成了“寿命杀手”，在选择元件时要特别重视。

而峰值电流控制没有这一缺点，只要检测电感电流下降时的变化率，当电流过零时就允许开关开通，而电流的峰值用一个限流电阻检测就能达到目的，这样既便宜又可靠，在小功率范围内推广应用是很适合的。

在非连续性模式，升压转换之MOSFET在电感电流降为零时开始导通，而在电感电流达到所需之输入参考电压值时，MOSFET则关断。

利用此方式使输入波形跟随输入电压波形，得到接近于1的功率因数。

3.有源功率因数校正的控制有源功率因数校正技术的思路是，控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前能与整流后的电压波形相同，从而避免形成电流脉冲，达到改善功率因数的目的。

有源功率因数校正电路原理如图所示，主电路是一个全波整流器，实现AC/DC的变换，电压波形不会失真；在滤波电容C之前是一个Boost变换器，实现升压式DC/DC变换。

从控制回路来看，它由一个电压外环和一个电流内环构成。

在工作过程中，升压电感L1中的电流受到连续的监控和调节，使之能跟随整流后正弦半波电压波形。

有源功率因数校正电路是一个双闭环控制系统。

内环是一个电流控制环, 它是一个I型控制系统（一阶无差系统）。

按照控制理论, I型系统可以无差的跟踪斜坡信号，由于正弦波信号变化率比斜坡信号慢, 所以I型系统也可以无差的跟踪正弦波信号。

电流环的作用是使输入电流无差的跟踪输入电压的波形, 于是输入电流就是与输入电压同相的正弦波波形, 达到了功率因数校正的目的。

外环是一个电压控制环, 它是一个II型控制系统（二阶无差系统）, 按照控制理论, II型系统可以无差的跟踪阶跃信号。

只要输入一个不变的参考电压, 就可以得到一个稳定不变的输出电压。

电压环的作用是使输出保持一个高于输入电压最高峰值的稳定电压, 这是所必需的。

双闭环控制的效果是使输入电流与输入电压呈同相的正弦波, 输出是一个高于输入电压最大峰值的稳定直流电压。

这个稳定的直流为后级变换电路提供直流能量。

通过RL取出正比于Ua的电流波形Isin（isin=Ua/RL）是一个正弦全波整流波形。

isin与误差放大器输出电压UEAOUT在乘法器中相乘, 产生电流IMO, 通过电阻RC产生电压IMORC ，它具有与Ua相同的波形。

另外, 输入电流通过电阻RS产生一个电压Us=iLRS 。

Us与电压IMORC相减后加在电流误差放大器的同相输入端, 由于电流环是无差跟踪的, 它必将迫使Us= IMORC, 从而实现了主回路的电流波形对输入电压波形的无差跟踪Gpwm是PWM 调节器的传递函数。

其中UCAO 是电流调节器的输出电压。

由于占空比DON(s)正比于电流调节器的输出，因此Gpwm(s)是个常数：G1(s)是电流调节器的传递函数。

由电流放大器CA及补偿电路ZCF 组成的调节器有如图所示的形式，可推出传递函数为：由（4）式可知，这是一个Ⅱ型控制系统，U s(s)可以无差的跟踪IMoRC ，即输入电流可以无差的跟踪输入电压的波形。

电压控制环PFC系统的外环是一个电压控制环，它含电流环、乘法器、电压调节器及放大环节。

4.有源功率因数校正的控制方法（1）平均电流型乘法器的一端输入是Vdc/K，其中Vdc为正弦电压Vi的全波整流值，另一端输入是PFC输出电压V。

分压后与参考电平Vref，经过电压误差放大器VA的误差放大值。

乘法器的乘积作为电流基准，使输入电流平均值与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。

检测到的电感电流iL与该电流基准的差由电流误差放大器CA放大。

放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关S驱动信号。

由于电流环的高增益一带宽特性，使跟踪误差畸小于1%，容易实现接近于1的功率因数。

平均电流控制将电感电流信号与锯齿波信号相加，当两信号之和超过基准电流时，开关管关断，当两信号之和小于基准电流时，开关管导通，平均电流控制的开关频率恒定，适用于大功率应用场合。

基于平均电流数字正弦给定的PFC算法分为电压外环、给定算法、电流内环三部分。

电压外环实现输出直流电压跟随电压给定基准的功能;电流给定算法产生与输人电压同频同相的正弦波形，属于软件锁相部分;电流内环实现输入交流电流跟随输人交流电压波形，完成PFC功能。

（2）电流峰值控制平均电流控制和峰值电流控制的最大区别之一就是电流峰值控制设有一个电流误差放大器。

误差电压信号与输入电压相乘后提供的电流参考信号不是与振荡电路产生的固定三角状电压斜坡比较，而是与有Rs检测到的代表电感电流峰值的三角状波形信号比较，比较器的输出作为开关S的门极驱动信号。

峰值电感电流的大小毕竟不能完全与平均电感电流的大小对应，误差如果很大就无法满足THD很小的要求。

如果使电流纹波很小，又会对噪声相当敏感。

（3）电流滞环控制电流滞环控制与峰值法控制的差别是前者检测的电流是电感电流，并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器，他有一个电流滞环带。

同时，平均电流控制和峰值电流控制都是固定频率的控制方法，而电流滞环控制则采用的是变化的频率。

乘法器的输出形成两个基准电流的上限与下限ILmax和ILmin，其轨迹跟踪正弦的线电压波形。

电感电流将会被限定在这个上、下限范围内。

电流滞环宽度决定了电流纹波的大小，他可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成正比。

非连续电流模式PFC芯片IFX(英飞凌)TDA4862、TDA4863 ST L6561、L6562Fairchield(快捷半导体)FAN7527TI UC3852、UCC38050SC SG6561ON MC33262、MC34262、MC33261连续电流模式PFC芯片IFX TDAl6888 (PFC+PWM)、1PCS01(PFC)ST L498IFairchield FA4800(PFC+PWM)TI UC3854、UCC3817、UCC38185..主电路设计（1）主电路参数设计设计指标如下：P=250W ，Vin ＝220V ，Uo ＝400V ，f s =50KHZ~100KHZ ，PF>0.99以上，THD<8%。

1）升压电感L 的计算 ()555Peak S Vin DF I L uH ⨯⨯∆==其中Vin (peak)是输入电压的最小峰值电压，D 是输入电流峰值最大时的占空比，F s 是开关频率，是最大输入电流纹波。

2）输出电容的选择 22(min)2700out o O O p t c uF V V ⨯∆==-，此处选1000uF 。

3）输入单相整流桥(max)220310in V V ==，最大输入电流有效值为：(max)(min)9.57out in in p I A V η==，考虑到安全裕量，本系统选用的单相整流桥型号为KBPC3510。

4）开关管MOSFET 的选择MOSFET 导通时流过的电流为电感电流，电感电流的最大峰值为：(max)142pk pk I I I A ∆=+=，考虑到输出二极管的反向恢复电流，则通过功率开关管的峰值电流为(m a x )16.58Q P p k o I I I A=+=，开关管承受的最大直流电压为4002%400480D S O U V V V =+∆=+⨯=,所以选用MOSFET 的规格为V DSS =500V ，I DM =26A 的APT5020。

5）输出二极管由于电路的开关频率较高，所以输出二极管须采用快恢复二极管。