三相PWM整流器

摘要
随着绿色能源技术的快速发展，PWM整流器技术己成为电力电子技术研究的热点和亮点。

PWM整流器可成为用电设备或电网与其它电气设备的理想接口，因为它可以实现网侧电流正弦化和功率因数可调整。

本文首先分析了PWM整流器的基本原理，然后根据三相电压源型PWM整流器各相电压电流之间的关系和桥路的工作状态，给出系统在三相ABC坐标系和两相dq坐标系中的数学模型，利用电流反馈解耦控制，以及系统的基本控制框图。

并设计了电压环和电流环数字化PI调节器，结合理论分析和实际对其参数进行了优化整定。

关键词：三相电压型PWM整流器；数学模型；dq变换。

1 三相电压源型PWM 整流器工作原理及数学模型
1.1 PWM 整流器原理
1.1.1 PWM 整流电路工作原理
将普通整流电路中的二极管或晶闸管换成IGBT 或MOSFET 等自关断器件，并将SPWM 技术应用于整流电路，这就形成了PWM 整流电路。

通过对PWM 整流电路的适当控制，不仅可以使输入电流非常接近正弦波，而且还可以使输入电流和电压同相位，功率PWM 整流电路由于需要较大的直流储能电感以及交流侧LC 滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制复杂化，从而制约了它的应用和研究。

相比之下，电压型PWM 整流电路以其结构简单，较低的损耗等优点，电压型PWM 整流电路的成功应用更现实鸭故选择电压型PWM 整流电路进行研究。

下面分别介绍单相和三相PWM 整流电路的拓扑结构和工作原理。

图1-2 单相PWM 整流电路
图1-2为单相全桥PWM 整流电路，交流侧电感s L 包含外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必需的。

电阻s R 包含外接电抗器的电阻和交流电源内部电阻。

同SPWM 逆变电路控制输出电压相类似，可在PWM 整流电路的交流输入端AB 产生一个正弦调制PWM 波AB u ，AB u 中除含有和开关频率有关的高次谐波外，不含低次谐波成分。

由于电感s L 的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流
s i 产生很小的脉动。

如果忽略这种脉动，当正弦信号波的频率和电源频率相同时，s i 为频率与电源频率相同的正弦波。

图1-3 单相PWM 整流电路等效电路
PWM 整流电路的单相等效电路如图1-3所示，其中s u 为交流电源电压。

当s u 一定时，s i 的幅值和相位由AB u 中基波分量的幅值及其与s u 的相位差决定。

改变AB u 中基波分量的幅值和相位，就可以使s i 与s u 同相位。

图1-4给出了单相PWM 整流电路的相量图，其中以⋅s U 表示电网电压，AB U ⋅表示PWM 整流电路输出的交流电压，⋅L U 为连接电抗器s L 的电压，⋅R U 为电网内阻s R 的电压；在图1-4a)中，AB U ⋅滞后⋅s U 的相角为φ，s I ⋅与⋅s U 的相位完全相同，电路工作在整路流状态，且功率因数为1。

在图1-4b)中，AB U ⋅超前⋅s U 的相角为φ，s I ⋅与⋅
s U 的相位相反，电路工作在逆变状态。

这说明PWM 整流电路可以实现能量正反两个方向的流动，既可以运行在整流状态，从交流侧向直流侧输送能量；也可以运行在逆变状态，从直流侧向交流侧输送能量。

而且这两种方式都可在单位功率因数下运行。

图1-4 PWM 整流电路两种运行方式向量图
a ）整流运行
b ）逆变运行
图1-5 三相PWM 整流电路
三相PWM 整流电路主要结构如图1-5所示，其工作原理和单相PWM 整流电路类似。

通过对电路进行SPWM 控制，就可以在桥的交流输入端ABC 产生一个正弦调制PWM 波A u ，B u ，C u 。

，对各相电压按图1-4a)的向量图进行控制，就可使各相电流sA i ，sB i ，sC i 为正弦波且和电压相位相同，功率因数为1。

2 三相VSR控制策略及控制系统设计
2.1 VSR的电流控制方法
VSR的工作原理分析表明，当其正常工作时，能在稳定直流侧电压的同时，实现网侧正弦波形电流控制。

另一方面，当VSR应用于注入有源电力滤波器等领域时，其王测电流的控制性能决定了系统性能指标的优劣。

因此，VSR的电流控制策略是十分重要的。

2.1.1 间接电流控制和直接电流控制的比较
为了使PWM整流电路在工作时功率因数近似为1，即要求输入电流为正弦波且和电源电压同相位，可以有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，引入交流电流反馈的称为直接电流控制。

间接电流控制也称为相位和幅值控制，其实质是，通过PWM控制，在VSR桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。

该PWM电压与电网电动势共同作用于VSR交流侧，并在VSR交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由VSR交流侧电感滤除。

由于这种VSR电流控制方案通过直接控制VSR交流侧电压进而达到控制VSR交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。

这种间接电流控制由于无需设置交流电流传感器以构成电流闭环控制，因而是一种VSR简单控制方案。

间接电流控制的优点在于控制简单，一般无需电流反馈控制。

另外，间接电流控制还可分为稳态间接电流控制和动态间接电流控制。

间接电流控制的主要问题在于，VSR电流动态响应不够快，甚至交流侧电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感，因而常适合于对VSR动态响应要求不高且控制结构要求简单的应用场合。

相对于间接电流控制，直接电流控制以快速电流反馈控制为特征。

在这种控制方法中，通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。

这种直接电流控制与间接电流控制在结构上的主要差别在于：前者具有网侧电流闭环控制，而后者则无网侧电流闭环控制。

由于采用网侧电流闭环控制，使VSR网侧电流动、静态性能得到了提高，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强了电流控制系统的鲁棒性。

直接电流控制可以获得较高品质的电流响应，但控制结构和算法较间接电流控制复杂。

直接电流控制中有不同的电流跟踪控制方法，常用的有：固定开关频率PWM电流控制、滞环PWM电流控制、空间矢量PWM电流控制等，这些电流控制方案各有其
优缺点。

本文主要研究基于(d，q)坐标系的固定开关频率PWM电流控制策略：
1）固定开关频率PWM电流控制算法简单，物理意义清晰。

且实现较方便。

2）由于开关频率固定，因而网侧变压器及滤波电感设计较容易，并且有利于限制功率开关损耗。

3）两相同步旋转坐标系(d，q)中的指令电流为直流时不变信号。

4）在两相同步旋转坐标系(d，q)中，电流控制方案易于有功和无功电流的解耦控制。

2.1.2 三相VSR在dq坐标系下的直接电流控制
对于dq同步旋转坐标系，不考虑前馈解耦时的三相VSR固定开关频率PWM电流控制原理如图2-1所示。

图2-1 dq坐标系下三相VSR直接电流控制原理图
显然，电流指令*d i 来自电压外环PI 调节器输出，而且表示三相电流的有共分两；而
电流指令*q i 则表示三相电流的无功分量，且可以独立给定，若是要求单位功率因数
运行，则可以将其给定设为0。

在dq 同步坐标系中，指令电流是直流信号；其电流内环PI 调节器可以实现无静差控制，稳态性能好；在两相dq 同步旋转坐标系中，易于有功电流和无功电流的独立控制，也即解耦控制。

2.2 三相VSR 控制系统的设计
在三相VSR 控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。

电压外环作用主要是控制三相VSR 直流侧电压，而电流内环作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制。

2.2.1 电流内环控制系统设计
1）电流内环的简化
由前面叙述可以知道，三相VSR 的dq 模型可以描述为
)12()(23-⎪⎪⎪⎩⎪⎪⎪⎨⎧-+=-=++-=+-L q q d d dc q q q d q d
d d q d i s i s i dt dv C v
e Ri Li dt
di L
v e Ri Li dt di L ωω
式中，d e 、q e ——电网电动势矢量dq E ⋅的d 、q 分量；
d v 、q v ——三相VSR 交流侧电压矢量dq V ⋅的d 、q 分量；
d i 、q i ——三相VSR 交流侧电流矢量的dq I ⋅的d 、q 分量。

从三相VSR 的dq 模型方程式（2-1）可以看出。

由于VSR 的d 、q 轴变量相互耦合，因此给控制器的设计造成一定困难。

为此，可以采用前馈解耦控制策略。

当电流调节器采用PI 调节器时，则d v 、q v 的控制方程如下：
)22())((-+--+-=*q d q q iI iP q e Li i i s
K K v ω )32())((-++-+-=*d q d d iI iP d e Li i i s K K v ω
式中，iP K 、iI K ——电流内环比例调节增益和积分调节增益；
*q i 、*d i ——q i 和d i 的电流指令值。

由此可以画出电流内环的解耦控制结构，如图2-2。

图2-2 三相VSR 电流内环解耦控制结构
2）电流调节器设计
由于两电流内环的对称性，因而下面以q i 控制为例讨论电流调节器的设计。

考虑电流内环采样信号的延迟和PWM 控制的小惯性特性，已经解耦的电流内环结构如图2-3所示。

图2-3 q i 电流环结构
图2-3中，s T 为电流内环电流采样周期，PWM K 为桥路PWM 等效增益。

为简化分析，且将PI 调节器传递函数写成零极点形式，即
)42(1
-=+=+i iP
iI i i iP iI iP K K s s K s K K τττ，
将小时间常数s T /2、s T 合并，得到简化的电流环结构。

如图2-4所示。

图2-4 无扰动且忽略R 时的近似电流内环结构
由此可以按照典型Ⅱ型系统设计电流内环调节器，从图2-4得到电流内环开环传递函数为
)52()15.1(1
)(2-++=s T s s L K K s W s i i PWM iP oi ττ
为了尽量提高电流响应的快速性，对典型Ⅱ型系统而言，可设计适当的中频宽i h ，工程上常取55.1/==s i i T h τ。

按照典型Ⅱ型系统参数设计关系有
)62(212-+=i i i PWM iP h L K K ττ
解得
)72(5.11261562)1(2-⎪⎪⎩⎪⎪⎨⎧===+=PWM s i iP iI PWM s PWM i i iP K T L K K K T L K L h K ττ
2.2.2 电压外环控制系统设计
三相VSR 的电压环简化结构如图2-5所示。

图2-5 三相VSR 电压环简化结构结构
由于电压外环的主要控制作用是稳定三相VSR 直流电压，故其控制系统整定时，应着重考虑电压环的抗扰性能。

Ⅱ型系统设计对恒值给定可以实现无静差跟踪，显然，同样可按典型Ⅱ型系统设计电压调节器，由图2-5得电压环开环传递函数为
)82()1()
1(75.0)(2-++=s T s CT s T K s W ev v v v ov
由此，得电压环中频宽v h 为
)92(-=ev v
v T T h
由典型Ⅱ型系统控制器参数整定关系，得
)102(2175.022-+=ev v v
v v T h h CT K
综合考虑电压环控制系统的抗扰性和跟随性，取5/==ev v v T T h ，计算出电压环PI 调节器参数为
)112()3(5454)3(55-⎪⎩⎪⎨⎧+==+==s v ev v s v ev v T C T C K T T T ττ
3 硬件设计
3.1 主电路的设计
3.1.1 主功率开关器件的选择
在大功率电力电子器件的应用中，IGBT 已取代GTR 或者MOSFET 成为应用的主流。

IGBT 的优点在于输入阻抗高、开关损耗小、饱和压降低、开关速度快、热稳定性能好、驱动电路简单等。

目前，由IGBT 单元构成的功率模块在智能化方面得到迅速发展，智能功率模块IPM （Intelligent Power Module ）不仅包括基本组合单元和驱动电路，还具有保护盒报警功能，以其完善的功能和较高的可靠性为我们创造了很好的应用条件，简化了电路设计。

本文设计的三相电压型PWM 整流器功率为15KW ，三相交流输入电压相电压有效值为220V ，主功率开关器件采用IPM 来实现。

假设效率为90%，则每相输入额定电流有效值为
)13(25.25%90322015000-=⨯⨯=A I N
则网侧电流峰值为
)23(71.35225.25-=⨯=A
I NM 考虑2倍安全系数，取IPM 的电流额定为100A 。

最大反向电压RM U 为
)33(2-=m RM U U
在式（3-3）中，m U 是电源线电压的振幅值，当电源相电压为220V 时 )43(58.1077220322-=⨯⨯⨯=V
U RM 选V U RM 1200=。

综合以上分析，选取额定电压为1200V ，额定电流为100A 的IGBT 模块。

3.1.2 交流侧电感的设计
下面从稳态条件下满足功率指标要求和电流波形品质指标两方面讨论交流侧电感的设计。

1）满足功率指标要求的电感设计
当三相电压型PWM 整流器在最大功率输出运行时，交流侧电压矢量与电网电动势矢量相位差6/π，此时，交流侧电感上的电压值为
)
53(12
sin 2-⨯=π
E V L
则流经电感的电流值为
)63(12sin 2-⨯==L
E L V I L L ωπω 则每相电网电动势发出或者吸收的有功功率为
)73(12cos -⨯⨯=π
L I E P
将式（3-6）带入（3-7）得
)83(22
-=L E P ω 则三相电网电动势发出或者吸收的有功功率为L
E ω232
，本文设计的三相电压型PWM 整流器功率为15KW ，为了满足功率指标要求，有
)93(15000232
-≥L E ω
由式（3-9）得
)103(3000032
-⨯≤ωE L
将V E 220=、πω100=代入式（3-10）计算得
)113(41.15-≤mH L
2）满足瞬态电流跟踪指标时的电感设计
除了考虑功率指标外，电感设计还需要考虑满足瞬态电流跟踪指标的要求，既要抑制纹波电流，也要快速跟踪电流。

为了抑制谐波电流较大的脉动，此时电感应足够大，以满足抑制谐波电流要求；另一方面，当电流过零时，其变化率最大，此时电感足够小，以满足快速跟踪电流的要求。

由于此原理较为复杂，再次不再赘述。

查阅相关资料得到满足瞬态电流跟踪指标时的电感取值范围为
)123(632max -∆≥≥i T v L I v s
dc m dc ω
式（3-12）中，s T 为PWM 开关周期，m ax i ∆为最大允许谐波电流脉动量。

欲使上式成立，需要满足
)133(4max ->∆s m T i i ω
综上所述，根据大致计算，不妨设mH L 10=。

3.1.3 直流侧电容的设计
电压型PWM整流器直流侧电容主要有以下作用：
1）缓冲VSR交流侧与直流侧的无功能量交换；
2）抑制直流侧电压纹波；
3）当负载发生变化时，支撑直流侧电压，限定直流电压的波动。

一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，VSR直流侧电容应尽量小，以确保VSR直流侧电压的快速跟踪控制；而从满足电压环控制的抗扰性指标分析，VSR直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态降落。

但是，当满足直流电压跟随性能指标时通常不满足直流电压抗扰性能指标，反之亦然。

这就要求在三相VSR电容参数设计过程中，需要根据实际需要，综合考虑直流电压跟随性和抗扰性性能指标，并遵循以下一些准则：
1）直流侧电容的选取应使直流电压保持稳定，峰．峰波动值不超过允许值；
2）所选择的电容器的参数不会影响整个系统的稳定性；
3）负载变化的暂态过程中应能尽量减小电压调节的超调量和过渡时间；
4）中间回路的损耗应保持最小。

对于参数计算，此处不作多的叙述，取电容mF
即可。

C6
3.2 控制电路硬件设计
3.2.1 IGBT驱动电路
IGBT的驱动电路型号较多，此处采用国际整流器公司的IR21系列驱动电路。

IR21系列是国际整流器公司推出的高压驱动器，一片IR2130可以直接驱动中小容量的6支场控开关管，且只需一路控制电源。

IR2130是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3-3所示。

HIN1、HIN2、HIN3为3个高侧输入端，LIN1、LIN2、LIN3为3路低侧输入端，HO1、VS1、HO2、VS2、HO3、VS3为3路高侧输出端，L01、L02、L03为3路低侧输出端，VSS为电源地，VSD为驱动地，VB1、VB2、VB3为3路高侧电源端。

采用IR2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。

图3-3 IR2130结构及其应用电路
3.2.2 信号检测电路
检测模块在三相电压型整流器控制系统中被采集的信号主要有交流侧的三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压等。

采集到的重要数据的存储是在F2407系统中。

以下是分别用来检测系统中三相电流信号，直流侧电容电压和指令电压信号的电路图。

1）交流电流检测电路
交流侧电流检测电路如图3-4所示。

图3-4 交流侧电流检测电路
由于互感器铁芯磁性材料的非线性影响，高次谐波分量的测量误差较大。

用一般的互感器检测含有丰富谐波分量的输出电压和电流，将难以准确测量电压和电流的瞬时值。

对于直流及非正弦波(含有谐波分量较多)的交流电压和电流信号的隔离传送，最好的方法是用霍尔电流互感器。

霍尔互感器线性度好，测量区间宽，测量精度高，响应速度快，可实现被测电路与反馈电路的可靠隔离，因此检
测三相交流电流信号时使用霍尔传感器，传感器把电流信号转化为电压信号输入到检测电路，通过调节电位器检测电路获得适当的放大系数，电压信号经放大输入到F2407的一路A/D引脚上。

2）直流侧电压检测电路
直流电压检测电路，即直流侧电容两端的检测如图3-5所示。

直流侧电压先经过一电压传感器和功放电路，将高压转换成几伏的低压后，送至DSP的A/D端口。

图3-5 直流侧电压检测电路
3）网侧电压检测电路
网侧三相交流电压经变压器降压后，经滤波后经反向跟随电路反向，输入至DSP 芯片F2407的A/D引脚。

生成网侧交流电压的同步信号经过零比较电路输入到CAP端口。

图3-6 网侧电压检测电路
4 软件设计
在三相电压型PWM整流器双环控制系统中，输出端直流侧电容电压反馈控制外环，电压环指令与直流电压检测信号经比较产生误差信号，误差信号送入外环调节器。

检测到的网侧交流电压同步信号和交流电压信号经过坐标变换后送入状态反馈环节，再经解耦处理后生成整流器网侧电流反馈控制内环的指令信号，最后生成的信号送入PWM比较器，从而控制IGBT的开关与导通。

交流电流内环控制大大提高了系统的瞬态响应能力；外环控制使系统具有高度的静态电压稳定性。

系统的软件就是根据系统运行时对各种检测的实时信号处理过程编写的。

系统软件主要分成两个部分：主程序模块和中断服务程序模块。

4.1 主程序设计
主程序主要完成系统运行前的一些初始化与准备操作，主程序的功能包括设置系统的时钟，F2407芯片内部的一些专用寄存器的定义与初始化，对集成外设控制寄存器设置选择外设模块在系统运行时的工作方式，同时对电网目前的状态进行检测判断三相电压信号相位与相位差，如果电网一切正常就启动A/D采样，开全局中断，开事件管理器全比较中断进入工作模式。

程序流程图如图4-1所示。

4.2 中断服务程序设计
系统工作时大多处在中断服务程序运行时间，电压电流信号的采样处理、控制器的计算，以及出现故障时的保护都是在中断服务程序中完成的。

程序的编写要注意以下几个方面。

进入中断服务程序程序要保护现场以避免数据丢失，在中断服务程序程序中要生成驱动IGBT所需的PWM信号，而PWM的频率为10K赫兹，因此每次响应中断的时间只有大约100微秒，并且中断过程中要进行两次加载操作，因此软件的编写要十分讲究效率。

程序流程图如图4-2所示。

4.3 直流侧电压检测模块
在直流电压检测模块，启动两路A/D通道，实现对直流侧电容电压信号和指令信号的检测，通过设置计数器的方法对直流侧电压多次累加求平均值消除一些谐波的干扰，并对直流侧电压是否在工作范围之内做出判断，一旦直流侧过压或欠压就发出中断请求至PDINT引脚上，立即封锁PWM信号的输出确保主电路IGBT模块的安全。

同时为外环调节器的计算提供所需的误差信号，同样误差信号也是累加多次求平均值方法获得。

图4-1 主程序流程图
图4-2 中断服务程序流程图
图4-3 直流电压检测程序流程图
4.4 交流电压检测模块
交流电压检测模块实现网侧三相电压信号的检测，并通过坐标变换求得d，q 轴分量，进而得到状态反馈。

如图4-4所示。

4.5 电流指令计算模块
电流环的指令信号是电压环的输出信号与网侧电流检测值比较得到，其具体实现如图4-5。

在电流指令信号生成子程序中，电网同步信号是通过查表获得的，
预先做好的正弦表格存储在F2407片内的程序段内，表格的指针与电网电压同步。

由于样机设计过程中认为电网三相对称，因此只计算A，c两相电流指令信号，B相信号由A，C两相之差求得。

图4-4 交流电压检测程序流程图 图4-5 电流指令计算程序流程图
4.6 网测电流检测模块
电流检测模块不但实现交流侧进线电流的检测，同时监测系统的电流是否在允许的工作范围内，一旦交流电流过大就调用网侧电流反时限保护程序，若系统电流过大则快速产生脉冲信号输入PDINT 引脚，封锁PWM 信号的输出。

其流程图如图4-6所示。

图4-6 网测电流检测程序流程图
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（注：可编辑下载，若有不当之处，请指正，谢谢!）。