模电第五章优秀课件
合集下载
模电第5章
低通电路： 二. 低通电路：频率响应
f<<fH时放大 倍数约为1 倍数约为
fH
1 Uo 1 jω C = Au = = 1 1 + jωRC Ui R+ jω C
1 1 = 令f H = ，则Au 2 πRC 1+ j f fH
1 Au = 1 + ( f fH )2 = arctan( f f ) H
fL
= 1 ， = 45 0； f = f L : Au 2 f f
f << f L : A << 1， u ≈
fL fL Au 也下降10倍；当 f 趋于0时， u 趋于0，趋于90 0 。 A
，表明 f 每下降10倍,
画出特性曲线如图， 称为下限截止频率。 画出特性曲线如图， fL称为下限截止频率。
' 高频段： 的影响， 开路。 高频段：考虑 Cπ 的影响，C 开路。 '
'
一. 中频电压放大倍数
Uo Ausm = Us U i U b'e U o = U U Us i b'e
带负载时： 带负载时： Ausm = 空载时： 空载时：
rb'e Ri [ g m ( Rc ∥ RL )] Rs + Ri rbe
5.2 晶体管的高频等效电路
5.2.1 混合π模型：形状像Π，参数量纲各不相同 混合π模型：形状像Π
完整的混合π模型 一. 完整的混合 模型 结构：由体电阻、结电阻、结电容组成。 结构：由体电阻、结电阻、结电容组成。
因面积大 而阻值小
因多子浓 度高而阻 值小
rbb’：基区体电阻 rb’e’：发射结电阻 Cπ：发射结电容 re：发射区体电阻 rb’c’：集电结电阻 C：集电结电容 rc：集电区体电阻
模拟电子技术基础第四版第5章
3. 当 f fL 时,
20lg Au 20lg 2 3 dB, 45
20 lg Au
20 lg
f fL
20dB／十倍频
多级放大：
Au Au1 • Au2 • Au3
Au Au1 1 • Au2 2 • Au3 3
Au Au1 • Au2 • Au3
1 2 3 各级放大电路相频图的叠加
Ic c
gmUbe
RC
RE
Ce
•
RL Uo
ＲＣ高通或低通电路？
b rbb b rbe e
•
Ib
•
Ui
RB
oIb
c
e 1
RＥ
Ce
RＣ
RL
Reqe RE //[(rbb rbe ) /(1 0 )]
Ui
rbb
rbe
Ui (1
0 )RE
• (1
0 )RE
Reqe
U i
e Ce
ＲＣ低通电路
Req2 RC RL
f
90 45
0
45 90
m 180
0.1 fL2 fL2 10 fL2
0.1 fH fH 10ffH
Au
低频段
Aum
中频段
高频段
0.707 0.6
AAuumm
0
f1 fL2
0
fL2
–90º
–100º
– 180º
通频带
f2
fbw fH fL
-3dB带宽
fH
f
fL fL2
fH f
– 270º
Au
Uo Ui
R R 1
1 1 1
jC
j RC
20lg Au 20lg 2 3 dB, 45
20 lg Au
20 lg
f fL
20dB／十倍频
多级放大：
Au Au1 • Au2 • Au3
Au Au1 1 • Au2 2 • Au3 3
Au Au1 • Au2 • Au3
1 2 3 各级放大电路相频图的叠加
Ic c
gmUbe
RC
RE
Ce
•
RL Uo
ＲＣ高通或低通电路？
b rbb b rbe e
•
Ib
•
Ui
RB
oIb
c
e 1
RＥ
Ce
RＣ
RL
Reqe RE //[(rbb rbe ) /(1 0 )]
Ui
rbb
rbe
Ui (1
0 )RE
• (1
0 )RE
Reqe
U i
e Ce
ＲＣ低通电路
Req2 RC RL
f
90 45
0
45 90
m 180
0.1 fL2 fL2 10 fL2
0.1 fH fH 10ffH
Au
低频段
Aum
中频段
高频段
0.707 0.6
AAuumm
0
f1 fL2
0
fL2
–90º
–100º
– 180º
通频带
f2
fbw fH fL
-3dB带宽
fH
f
fL fL2
fH f
– 270º
Au
Uo Ui
R R 1
1 1 1
jC
j RC
模电-电子线路线性部分第五版-主编-冯军-谢嘉奎第五章课件
第 5 章 放大器中的负反馈
判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示
各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。
xi
xi A
xo
xf
kf
▪设 vi 瞬时极性为
经 A 判断 vo
？ ？
经
kf
判断
xf
？ ？
▪比较 xf 与 xi 的极性 ( xi = xi - xf )
5.2.3 改变输入、输出电阻
输入电阻
ii
▪ 串联反馈 基放输入电阻 Ri vi / ii 环路增益 T vf / vi Akf
++
Rs
v-i Ri A
vs+ -
vi
+
-
vf -
kf
xo
反馈电路输入电阻：
Rif
vi ii
vi vf ii
vi viAkf ii
vi ii
(1
Akf
)
Ri F
由图
i (v Ast xs ) / Ro xs xf kf v
xf
放 - Ast xs
得
Rof
v i
Ro 1 Astkf
Ro Fst
反馈 网络
RL v+- o
i + v -
结论 引入电压反馈，反馈越深，输出电阻越小，vo 越稳定。
第 5 章 放大器中的负反馈
▪ 电流反馈
Ro ：考虑反馈网络负 载效应后，基放输出电阻。
5.2.2 减小增益灵敏度(或提高增益稳定性)
定义
SA Af
Af / Af A/ A
A Af
Af A
电子技术基础——电路与模拟电子(第5章)PPT课件
型半导体和N型半导体结合在一起时，因为空穴在P区中是多子，
在N区中是少子；同样，电子在N区中是多子，在P区中是少子，
所以在P、N两区交界处，由于载流子浓度的差异，要发生电子和
空穴的扩散运动，多子都要向对方区域移动。当电子和空穴相遇
时会复合消失。假设扩散运动的方向由正指向负(P区指向N区)，
则空穴将顺扩散运动方向移动，电子将逆扩散运动方向移动，如
图5.8所示。
第6页/共59页
•
扩散的结果在两区交界处的P区一侧，出现了一层带负电荷的粒子
区(即不能移动的负离子)；在N区一侧，出现了一层带正电荷的粒子区(即
不能移动的正离子)，形成了一个很薄的空间电荷区，这就是PN结，如图
5.9所示。
第7页/共59页
•
2. PN结的单向导电特性
•
1) 外加正向电压Uf促使PN结转化为导通状态
第3页/共59页
• 2. 杂质半导体
掺杂的半导体称为杂质半 导体。掺杂的方法是将少量 的杂质元素加入到加热了的 Si晶体中。如果在Si晶体中 掺入少量的五价杂质元素， 例如磷(P)元素，则P原子将 全部扩散到加热了的Si晶体 中。因为P原子比Si原子数 目少得多，所以当冷却后形 成固态晶体时，整个晶体结 构不变，只是某些位置上的 Si原子被P原子代替了。
IR
50V 30V 2k
10mV
IL
30V 30k
1mA
IZ IR IL 10 1 9mA
见图5.20(b)中的C点。
第29页/共59页
•
② 当RL=4kΩ时：
•
VD仍工作在击穿区，仍可将其近似为30V的电压源。
IL
30V 4k
7.5mA
复旦微电子-模拟电路-第5章 反馈精选文档PPT课件
A
F
两者之间的关系:
Af
A
A f A f (1 A F ) 2
A 1 A 1 AF
2020/11/11
模拟电子学基础
15
复旦大学电子工程系 陈光梦
负反馈放大器的输入阻抗
ii + vi ri A
ii + vi ri A
vf
F
rif
rif ri(1AF)
串联负反馈
2020/11/11
if
F
rif
rif
ri
1 AF
并联负反馈
模拟电子学基础
16
复旦大学电子工程系 陈光梦
负反馈放大器的输出电阻
s
+
_+
i
f
io
A vo
ro
i'o= 0
vof + F vf
s
+
+
i
_
f
io
A
ro
F if
iof vo
rof
rof
rof
ro 1 AF
rof ro(1AF)
电压负反馈
电流负反馈
2020/11/11
反馈网络分离后的电压串联负反馈
vs +_+ vi rid
vf R1
ro vo
F
Rf
vof
Rf vf
R1
原来的电压 放大器
2020/11/11
考虑反馈网络影响后的 基本放大器
模拟电子学基础
23
复旦大学电子工程系 陈光梦
电压串联负反馈的例子
放大器的基本参数为：差分放大器的差模输入电阻 rid=10K,射极跟随器的输出电阻ro3=100，三级放大器 的电压增益Av0=8000。反馈网络的参数为R1=1k, Rf=20K。
《模拟电子技术1》课件第5章
闭合放大倍数
被取样的X o 参与比较的X i
Io Ui
Ag 1 Fr Ag
Agf
称作闭环互导放大倍数, 其量纲是电导。
图 5 – 8 串联电流负反馈放大器
3. 并联电压负反馈 图 5 – 9 并联电压负反馈放大器
开环放大倍数
被取样的X o 比较产生的X
' i
Io Ui'
Ar
称作开环互阻放大倍数, 其量纲是电阻。
jf
/
fh
Am /(1 FAm )
Amf
1 j[ f /(1 FAm ) fh ] 1 j[ f /(1 FAm ) fh ]
fhf (1 FAm ) fh
(5-4)
同理可以求得：
f1 f
1 1 FAm
f1
按照通频带的定义：
开环放大器的通频带为： fbw=fh-fl 闭环放大器的通频带为：fbwf=fhf-flf
Ie2↓
Ib2↓
结果使得Ie2的增量减小, 稳定性提高；因为Ic2≈Ie2, 所以Ie2稳定,Ic2也稳定。值得说明的是, 该反馈电路所稳 定的电流是流过RL′的电流, 不是流过RL的电流。
5.2.3 使放大倍数的稳定性提高
Af Af 2 Af 1
把Af2=A2/(1+FA2)和Af1=A1/(1+FA1)代入上式得：
图 5 – 2 电压反馈示意图
(2)电流反馈：对交变信号而言,若基本放大器、反馈网 络、负载三者在取样端是串联连接,则称为串联取样，如图53所示。由于在这种取样方式下,Xf正比于输出电流,Xf反映的 是输出电流的变化,所以又称之为电流反馈。
图 5 – 3 电流反馈示意图
(3) 电压反馈和电流反馈的判定：
模电第五章课件
1. 上升时间与上限频率的关系 阶跃电压上升较快的部分,与频率响应中的高频区相对应，
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
最新模电课件第五章
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
第5章 场效应管放大电路
(2) 转移特性(直接由作图法获得)
iD f(vGS) vDScon s t.
a. 讨论输入特性无意义 b. 当 VT vGS 时，iD和vGS的关系是：
iD IDO(vVGTS1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
VGS>0，排斥空穴， 吸引电子到半导体 表面
VGS到VGS>VGS(th)， 半导体表面形成N导 电沟道，将源区和漏 区连起来。
VGS(th)：开启电压
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDD s VGG g
iD 迅 速 增 d大
N+
N+
N型(感生)沟道
P
加上VDS VGS>VT
第5章 场效应管放大电路
Kn为电导常数，单位：mA/V2
rdso
dvDS diD
1 vGS常数 2Kn(vGSVT)
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
③ 饱和区（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥(vGS－VT)
iDKn(vG SV T)2ID O(v V G T S1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
实际上饱和区的曲线并不是平坦的
修正后 iD K n (v G S V T )2(1v D)S IDO (vVG TS1)2(1vDS)
0.1 V1 L
L的单位为m
当不考虑沟道调制效应时，＝0，曲线是平坦的。
5.1.5 MOSFET的主要参数
第5章 场效应管放大电路
模电第五章
关键是根据输入信号求出各极电流、 关键是根据输入信号求出各极电流、电压波形瞬时值
解：静态工作点如下
U BEQ = 0.7V
I CQ = 5mA
I BQ = 100µA
U CEQ = 10V
瞬时值是交流量叠加在直流量之上 1、晶体管发射结上的瞬时电压 、
uBE = UBEQ + ui = 0.7 + 0.025sin ωt(V )
+ uce
−
——输出交流负载线 输出交流负载线
′ uCE −UCEQ = −RL (iC − ICQ )
交流负载线过Q点 ①令iC = ICQ，则uCE = UCEQ，交流负载线过 点 ②斜率为
′ −1 RL 交流负载线比直流负载线陡
图解
′ ③令iC = 0，则 uCE = UCEQ + ICQ RL ，这是与横坐标的交点 ，
第五章 基本放大电路
1 − ′ RL
−
1 RC
Q
Q
UCEQ + ICQ (RC // RL )
第五章 基本放大电路
【结论】： ① 当ui=0时，即为静态。 时 即为静态。 此时u 此时 BE=UBEQ=0.7V， iB=IBQ=100µA，uCE=UCEQ=10V，iC=ICQ=5 mA ， ， ， ② 当ui从零向正方向增大时→iB↑→ iC↑→uCE↓ 当ui从零向负方向减小时→iB↓→ iC↓→uCE↑ 图解法不仅形象地说明了放大器的工作过程， ③ 图解法不仅形象地说明了放大器的工作过程，而且可以求出各极电 流、电压幅值和相位关系。 电压幅值和相位关系。
图解
第五章 基本放大电路
2、画输出回路的交流负载线 、 在动态运用时， 都是在静态电流、 在动态运用时，iC和uCE都是在静态电流、电压的基础上随交流信号 作相应的变化。 作相应的变化。
模电课件-第5章-PPT精品文档
iD f(u )u DS GS 常数
它反映了漏-源电压uDS对iD的影响。 N沟道结型场效应管的输出特性曲线如图所示
33 MHz
Analog Electronics
可变电阻区 uGD> UGS(off)时,uGS一定, uDS 较小时,iD随
uDS升高而线性增大,d-s间等效为一个电阻。改变uGS可改 变等效电阻的阻值。 恒流区 uGD＜ UGS(off) 时,uGS不变时，iD基本不随uDS而改 变，故称为恒流区或饱和区,实为放大区。 夹断区 uGS = UGS(off) 时，iD≈O。
G D
+ + PP
Analog Electronics
D
+ P P+
iD
(d)
P+
iD
VDD
G
P+
VDD
N
VGG
S iS
VGG
S iS
uGS < 0,uGD = UGS(off), 沟道变窄预夹断 uGS < 0 ,uGD < uGS(off),夹断，iD几乎不变
（3)当uGD < uGS(off)时，uGS 对漏极电流iD的控制作用
Analog Electronics
第5章场效应管及 其基本放大电路
33 MHz
5.1 场效应管
Analog Electronics
33 MHz
1. 特点 (1)它是利用改变外加电压产生的电场 效应来控制其导电能力的半导体器件。 (2)它仅靠半导体中的多数载流子导电, 又称单极型晶体管。 (3)它具有双极型三极管的体积小、重 量轻、耗电少、寿命长等优点， (4)还具有输入电阻高、热稳定性好、 抗辐射能力强、噪声低、制造工艺简单、 便于集成等特点。 (5)在大规模及超大规模集成电路中得 到了广泛的应用。
模拟电子技术基础简明教程第三版PPT课件第五章
差分放大电路四种接法的性能比较
接法 差分输入 性能 双端输出
差分输入 单端输出
单端输入 双端输出
单端输入 单端输出
Ad
( RC
//
RL 2
)
1 (Rc // RL )
(Rc
//
RL 2
)
R rbe
2 R rbe
R rbe
KCMR
很高
较高
很高
1 (Rc // RL )
2 R rbe 较高
2、长尾式差分放大电路
可减小每个管子输出端的温漂。
(1)电路组成
Re 称为“长尾电阻”。
且引入共模负反馈。
Rc
Rc +VCC
Re 愈大，共
模负反馈愈强。
Ac 愈小。每个管
+ uId
子的零漂愈小。
对差模信号
R
~+1 2 uId
~+1 2 uId
R
+ uo
VT1
VT2
Re
VEE
无负反馈。
图 5.2.8 长尾式差分放大电路
Δ uo Δ uId
Au1
(3) 共模抑制比
差分放大电路 输入电压
差模输入电压 uId
共模输入电压 uIc (uIc大小相等，极性相同) +VCC
共模电压放大倍数：
Ac
Δ uo Δ uIc
+
uIc ~
Ac 愈小愈好，而 Ad 愈大愈好
Rb
Rc
+ uo
Rc Rb
R
VT1
VT2
R
图 5.2.7 共模输入电压
Ad
( RC
//
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
频率响应曲线
幅度频率特性：∣ A(j) ∣或∣ A(jf) ∣
相位频率特性：()或 (f)
中频增益 —中间频率段的增益
幅度频率失真：幅频特性偏离中频值的现象 相位频率失真：相频特性偏离中频值的现象
频带宽度 BW=fh-fl
fh、 fl—增益下降到中频增益的0.707倍（即3dB处）所对应的频率
3. 一阶零点 j 的渐近线幅频特性
波特图
j j 0
o 1
20lg j 20 lg
0
=y
20lgjdB
20dB/dec
是一条通过= 0=1，斜率
为20dB/十倍频的斜线。
0-.1
01
110 Lg(/ 0）
4. 一阶极点 j 的渐近线幅频特性
-20dB/dec
是一条通过= 0=1，斜率为-20dB/十倍频的斜线。
1
20dB/dec
当>> 1时，y=20lg(/ 1)
当 = 1 时，y=3dB
0.1-11
2.一阶极点(1
20lg 1 j
j
1
) 的渐近线
20lg 1(
)2=
y
当<< 1时，1y≈20lg1=0dB
1
01 1011 -20dB/dec
Lg(/ 1）
当>> 1时，y= -20lg(/ 1)
当 = 1 时，y= -3dB
将零点与极点的影响累加起来，即可得到总的幅频特性 经过一个零点，斜率增加20dB/十倍频； 经过一个极点，斜率减小20dB/十倍频。
二、相频特性的渐近线描绘
1.
一阶零点 (1 j )的渐近线相频特性
()
1
arctan()
( )
当<<1时，()=0 1
45/dec
当 = 1 时， () = 45° 当>>1时， () = 90°
模电第五章
频率响应的分析方法
频率响应的概念 传递函数 频率响应的描绘—波特图
频率响应的概念
中频段：AU=常数 低频段 高频段 AU 下降
A(jf)
这种描绘输入信号幅度固定， 输出信0号.70的7A幅UAU度随频率变化而变化 的规律称为幅频特性。
用∣A(jf)∣ 或∣A（低j频)∣截表频示高频截频
波特图
例将1经零: 过A 点一与j个极零点点 的，影斜响率累增加加起2来0d，B/即十1 可倍得频0 5到；总的幅频特性
经过一个极点，(1 斜 率j减1小0 240)dB1 (/十倍j1 频。0 6)1 (j10 7)
解：1. A=105 20lgA=20lg105 =100dB；
2. 存在三个极点104、106和107，分别画出三个极点的渐近线；
这种描绘输fL出信号与输入信fh号 f
之间相位差随频率变化而变化的规
CE接法基本放大电路
律称为相频特性(j。f)用（）
中频段：相位差 =常数
f
低频段
高频段 改变
-90° -180° -270°
频率响应的定义
频率响应的概念
放大电路对输入正弦信号的稳态响应。反映了放大器对
不同频率信号的放大能力。记作A(j)或 A(jf)
频率响应的概念
产生频率失真的原因
1.放大电路中存在电抗性元件 例如：耦合电容、旁路电容、分布电容、变压器、分 布电感等。 影响低频增益—主要是耦合电容和旁路电容 影响高频增益—晶体管的结电容及引线等杂散电容
2.三极管的()是频率的函数
在研究频率特性时，三极管的低频小信号模型不再适 用，而要采用高频小信号模型。
传递函数有一个零点z1=0和一个极点p1=-1/RC
RC高通电路
j
分析频率响应时，令s=j
p1=-1/RC z1=0
Au(j)=
Uo(j) Ui(j)
=
j j - p1
—频率响应特性
零点—极点图
放大增益采用对数单位
频率响应特频性率采的用对描数绘单位—，但波特图 标定以频率标识
波特图 采用半对数坐标来描述幅频特性和相频特性
传递函数
拉氏变换
线性系统的分析： 时域
复频域
拉氏逆变系换统稳定的条件：所有零、
传输函数
自变量：t
极自点变均量：分s布=在+j左半平面
H(s) Y(s)
线性系统：H (s) FY F (( (ss s)) ) H 0(( s s p z 1 1 ) )s s( (z p 2 2 )) (( s s z p m n ))
波特图的近似描绘—渐近线描有绘两个零点和三个极点
一、幅频特性的渐近线描绘
典型传递函数A ： j
A 1j j 1
j j A=A11/(22 3 4 ) 3 j 4
首先
将传递函数写成作图的形A式j1
Aj
j
1
1
j 2
1
j 3
1
j 4
波特图
一、幅频特性的渐近线描绘
Aj
Aj1
j
1
例2： A ( j)( j2 2)1 0( 60 jj 1 ( j0 )(1 0j) 0 140 )
解：1. 标准式：
j(1j)
A(j)
10
(1j20)1(j10)01(j104)
用dB表示：
1
j
2
1
j
3
1
j
4
2l0 gA j2l0 g A2l0 gj2l0 g 1j 1
2l0g 1j22l0g 1j32l0g 1j4
1. 一的渐近线幅频特性
1
20lg
1( )2 = y
1 20lg1
j
dB
波特图
当<< 1时，y≈20lg1=0dB
0.1 1 1
-45/dec
波特图
101
/ 1
一阶零点产生当正相0.移1，1时最，大作相0移0C角水+平90线0；； 用三条渐近一线阶描极绘点产生当负相10移，1时最，大作相90移0C角水-9平00线。；
当0.11 101时，作450C/十倍频斜线。
2.
一阶极点 (1
j )的渐近线相频特性
1
画波特图的一般步骤： 1. 写出标准式：找常数项 2. 画出各个零、极点的渐近线 3. 合成波形
z1、z2、…、zm—(零1点 s)(1p1、sp)2、 …、pn—极点
H(s)H0'• (1
z1
z2
s)(1 s
)
标准式
p1
p2
如何求传输函数
传递函数
R Uo (s)= R+1/(sC) Ui(s)
Uo(s) H(s)= Ui(s)
=
R sC =
R sC +1
s =
s+ 1/RC
s s - p1
3. 合成波形，进行斜率累加。
20lg|A(j)|(dB)
100 80 60 40 20
-20dB/dec -40dB/dec -60dB/dec
102 103 104 105 106 107 108
()
-450 -900 -1350 -1800 -2250 -2700
波特图
lg lg
波特图