基于双向DC-DC电路的Buck 开关稳压电源参考设计-2016

基于双向DC-DC电路的Buck开关电源设计
学号31042401姓名：李群
同组成员：蒋世程，陈志明
一、Buck开关电源设计要求
（1）输入电压：20VDC～30VDC
（2）输出电压：15VDC±1%
（3）输出额定电流（I orated）：2A
（4）最小负载电流（I omin）：0.2A
（5）过载保护动作电流：2.2A～2.5A
（6）电源调整率：S
U
≤ 0.5%
（7）负载调整率：S
I
≤ 0.5%
（8）输出纹波：∆U
opp
≤ 0.15V
二、主电路参数设计
（1）滤波电感设计
输出最小电流为0.2A，最大负载阻抗R
Lmax
=75Ω ，设计此时电感电流临界连续。

当输入电压变化时，占空比变化范围为：D
max = 0.75 、D
min
= 0.5
L ≥1
(1 -D )R T = 375 μH取L =375μH
1 2 min Lmax 1
∆I
Lpp1
=
∆I
Lpp2 =
(1 -D
min
)D
min
U
dmax
fL
(1 -D
max
)D
max
U
dmin
fL
= 0.4A
= 0.2A
电感最大峰值电流I
Lmax =I
omax
+
1
∆I
2 Lppmax
= 2.5 + 0.2 = 2.7A
电感电流最大有效值I
Lrmsmax ≈I
orated
= 2A
采用 EI28 磁芯，电感设计数据如下：材
料：TP3 或TP4，最大磁密：B
0.3T
m
2
初级绕组匝数：
N =
LI Lmax = 40.1
A e
B m
取 N = 41
气隙垫层核算：
2 ⨯
B m
μ0
δ ≈ NI Lmax
气隙垫层 δ = 0.23mm
电感绕制参数：
初级绕组线径：ϕ0.35mm 漆包线 3 股并绕 41 匝 气隙垫层：3 层纸
（2）输出滤波电容设计
C ≥
U dmax D min (1 - D min )
= 2.8μF
8Lf ∆U opp
考虑等效串联电阻影响，电容选择应满足 ∆I Cmax R esr ≤ ∆U oppmax ，对于大多数
铝电解电容，有 R esr C ≈ 65 ⨯10-6 Ω ⋅ F ，电容选择应满足 C ≥ 65 ⨯10-6 ⨯ ∆I Cmax ，
∆U oppmax
由于 ∆I Cmax = ∆I Lmax ，有： C ≥ 65 ⨯10 ⨯ 0.4 0.15
= 173 ⨯10-6 F
取 C 13 = C 19 = 220μF
C 18 = 47μF
（3）主电路开关元件设计
MOS 管
最大有效值电流
-6
I VTrmsmax ≈I
orated
= 1.7A D max
同步整流 MOS 管最大有效值电流
I VTrmsmax ≈ I orated
= 1.4A
MOS 管选择：额定电流不小于 3A ，额定电压不低于 100V MOS 管选择：IRF630N
额定电流 9.3A
额定电压 200V
开通时间： t on ≈ t don + t r ≈ 22ns 关断时间： t off ≈ t doff + t f ≈ 42ns
峰值脉冲电流： I sm = 37A
（4）RCD 缓冲电路设计 1）电路运行基本条件
MOS 管关断时 DS 间最高电压 U ABmax ：U ABmax = U dmax = 30V
MOS 管最小占空比 D min 或最小导通时间 t onmin ： D min = 0.5 ，t onmin = 10μs
MOS 管最大负载电流 I Amax ： I Amax = I Lmax = 2.7A
MOS 管开关频率 f ： f = 50kHz
T = 20μs
MOS 管的关断时间 t f ： t f = 15ns
MOS 管允许最大电压上升率：无要求
MOS 管导通允许最大峰值电流 I Cpmax ： I Cpmax = 37A
MOS 管开通允许最大电流上升率：无要求 2）参数设计
C s 电容选择：
I Amax t f 2C S
= U Cf << U
dmin
C S >> 0.68nF
电容选取： C S = 2.2nF 、额定电压 50V
3）R s 参数设计（5 分） 3R S C S ≤ t onmin = 10μs
R S < 152Ω
U ABmax + I R S
A max < I Cpmax
R S > 0.9Ω
1 - D min
P ≥
1
fC U 2
= 0.05W
R
2
S
ABmax
R s 电阻选取：20Ω 0.25W 4）二极管选择
MOS 管额定电流： I VTrms ≈ 1.7A VD 额定电流： I
≥ k ⨯ 1.7
s VD sa
1.57 ⨯10
VD s 额定电压：不小于 30V
取 0.2A 左右
二极管选取：HER102 额定电流 1A ，额定电压 100V
三、SG3525A 控制电路参数设计
（1）开关频率设置
选择 SG3525A 控制芯片，由于该芯片为双端输出控制，故电路采用双路脉 冲合成模式，主电路采用双向 DC-DC 变换电路。

根据： f =
1
C 10(0.7R 9 + 3R 8 )
振荡频率： f
= 50kHz
得到： R 9 = 2.7kΩ
C 10 = 10nF
R 8 = 47
（2）电压反馈设置
反馈参考电压选择 2.5V ，则分压电阻： R 15 = R 19 ，选择： R 15 = R 19 = 2kΩ
U (R + R '
) 输出电压 15V ，则有： o 22 21
R 20 + R 21 + R 22 = 2.5V
反馈分压电阻选择： R 20 = 5.6kΩ R 21 = 1kΩ R 22 = 1.5kΩ
（3）电流反馈设置
输出最大电流 2.5A ，电流取样电阻 R 23 = 0.1Ω ，电流反馈控制输入电压阈值 1V ，则电流反馈放大电路增益为 4。

取： R 18 = 30kΩ 、 R 25 = 10kΩ 。

为了滤除高频干扰波，设置低通滤波器，输入信号高频滤波由 R 24、C 21 组成，
截止频率为： f cnr1 =
1
2πR 24C
21
≤ 2kHz
取： R 24 = 1kΩ 、 C 21
0.1μF
B
u c
U PWM
放大器部分传递函数： A (s ) = 1 +
R 18
R 25 (1 + sR 18C 15 )
截止频率为： f
cnr2
=
1 2πR 18C 15
≤ 400Hz 取： C 15 = 0.1μF
（4）电压反馈调节器设计
Buck 稳压电源简化等效电路结构如图所示：
Buck 稳压电源简化等效电路结构
LC 滤波器转折频率： f 1
cnr =
≈ 373Hz
PWM 增益（误差信号 U ea 至 LC 滤波器输入端的低频增益）：
A = 20lg U av
ea
= 20lg D max U sp U tm （ D max = 1）
反馈环节（R f1、R f2、电压跟随器部分）增益：
U f A FB = 20 lg U o
= 20 l g U
ref
U o
不含误差调节器的系统固有低频增益 A s0 为：
U sp
反馈环节
LC 滤波器
U d
PWM 调制器
U o
误差调节器
U ea
2π L 1(C 13 + C 18 + C 19 )
A s0
D U U
= 20 l g max sp + 20 l g ref= 20 lg
20
+ 20 lg
2.5
= 0.92dB （D
max
= 1）
U
tm U o 3 15
L 1(C 13 + C 18 + C 19 ) 2πf 6 7 c 在 LC 滤波器转折频率 f cnr = 373Hz 处（谐振点），调节器设置零点，则有：
2πf z1 =
1 =
1 R 6C 7
= 2πf cnr 即： R C =
1
cnr
得出： R 6C 7 ≈ 4.30 ⨯10
根据反馈稳定性设计原则 1，在剪切频率 f c 处留不小于 45°相位裕量，则开 环总相移为：
θADJ (total lag at f c ) + θLC (lag at f c ) ≤ 315
考虑输出滤波电容 ESR 的影响，LC 滤波器在剪切频率 f c 处引入的最大相移 量为：
θLC (lag at
f ) = 180o - arctan f c
f esr
= 154o （ f esr = 2500Hz ）
误差调节器传递函数： A (s ) = - (1 + sR 7C 8 )(1 + sR 6C 7 )
sR 6(C 8 + C 22 )(1 + sR 7C 22 )
1 1 零点： f z1 =
、 f z =
（ f z1 < f z ）
2πR 6C 7
2πR 7C 8
初始极点： f po =
1 ≈
2πR 6 (C 22 + C 8 ) 1 2πR 6C 8
（ C 8 >> C 22 ）
极点： f p =
1 2πR 7C 22
零点引入超前相移：θ (at f f ) = -arctan
f z
极点引入滞后相移：θ (at f f ) = arctan
f p
初始极点引入滞后相移：90°
设 f c = f z f p = K ，考虑负反馈引入 180°滞后相移，则误差调节器在剪切频率 f c
-4
o
f c 处引入的相移量为：
θADJ (total lag at f
c
) = 270 -arctan K + arctan
1
K
-arctan
f
c
f
z1
≤ 161o
o
11。