带隙基准电压源(Bandgap)设计范例

图 1.4 CMOS 工艺中 PNP 双极型晶体管的实现
N 阱中的 P+区（与 PMOS 的源漏区相同）作为发射区，N 阱本身作为基区， P 型衬底作为 PNP 管的集电区，并且必然接到最负的电源（通常为地） 。 仿真结果如下：
图 1.5
带隙基准特性
七. 实际电路图原理分析
带隙基准的实际电路如图 1 所示。整个 Bandgap 模块包括三个部分：电流 偏置 IBias 产生电路、电压基准 VREF 产生电路、电流偏置 IBias2 产生电路。 电流偏置 IBias 产生电路（图 2(a)） ：通过热电压产生与电源电压无关而与 温度有关微电流偏置。其主体电路由 P7、 P8、 Q26、 Q25、 R12、 R13、 R14、 Rnew1 组成。由于 Q26 的发射极面积为 Q25 的两倍，当流过它们的电流相等时产生 ? VBE，该电压加在电阻 Rnew1 的两端，产生电流 IBias； R12、P7 和 R13、P8 组成电流镜，保证 Q26 和 Q25 的射极电流相等。 电压基准 VREF 产生电路（图 2(b)） ：电路的核心为射极耦合的三极管 Q12 和 Q19，其中 Q12 由 10 个 NPN 管组成；有源电流镜 QX8 、QX10 用来保证流过
（1.9）
（1.10）
其中 K 7, 8 =
1 W µ P COX ( ) 7,8 2 L
由上面两式得到： I 1 / K 7 = −[VG7 − (VDD − I 1 R12 ) − VTH 7 ] （1.11） I 2 / K 8 = −[VG8 − (VDD − I 2 R13 ) − VTH 8 ] （1.12） 两式相减，则 I 1 / K 7 − I 2 / K 8 = I 2 R13 − I 1R12 （1.13） 则 I1 ＝I2 又由于 Q26 的射极面积为 Q25 的 2 倍， 所以
五. 输出输入信号线时序图
VIN 、ENB、 BIAS_EN 、BIAS2_EN 为输入信号，VREF 、 BIAS 、BIAS2 为 输出信号。
图 1.3
BANDGAP 模块输入输出时序关系图
六. 等效架构图原理分析
BANDGAP 模块是一个带隙基准结构。 带隙基准的工作原理是根据硅材料的 带隙电压与电压和温度无关的特性，利用△VBE 的正温度系数与双极型晶体管 VBE 的负温度系数相互抵消，实现低温漂、高精度的基准电压。双极型晶体管提 供发射极偏压 VBE；由两个晶体管之间的△VBE 产生 VT ，通过电阻网络将 VT 放 大 a 倍；最后将两个电压相加，即 VREF=VBE+aVT ，适当选择放大倍数 a ，使两 个电压的温度漂移相互抵消， 从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电压基 准。下面详细推导这个原理。 一般二极管上电流和电压的关系为：
I = I S (e qVB E / kT − 1)
（1.1） 当 VBE >> kT / q 时， I ≈ I S e q.VBE / k .T
VBE = VT . ln( I ) IS
（1.2） 其中 VT = kT 为热电压，k 是 Boltzmann 常来自百度文库，q 是电荷量。 q
图 1.2(b) 是参考电压产生的实际等效架构电路， R19 、R20 、R21 、Q11 和 Q12、Q19 构成带隙电压产生器的主题部分，由 Qx10 、Qx8 、 Q19、 Qx7 、 Q10 以及 Q18 组成了放大器及补偿电路，保证了参考电压输出的稳定。 由运算放大器的性质，得：
REFERENCE
Book: [1] Paul R. Gray, Paul J. Hurst, Stephen H. Lewis et. Analysis and Design of Analog Integrated Circuits(4th Edition). John Wiley & Sons, Inc., 2001. 314-326. [2] Behzad Razavi. Design of Analog CMOS Integrated Circuit. The McGraw-Hill Companies，Inc. ，2001. P384～P390 [3] 比查德.拉扎维（著） ，陈贵灿，程军等(译). 模拟 CMOS 集成电路设计. 西 安交通大学出版社，2003，312-320
八. DC 特性分析
偏置电流 IBias2 的 DC 计算： 1) 忽略衬底偏置效应和沟道长度调制效应的情况下 假设流过 P7、P8 的源漏电流分别为 I1、I2，则
I 1 = K 7 [VG 7 − (VDD − I 1R12 ) − VTH 7 ] 2 I 2 = K 8 [VG8 − (V DD − I 2 R13 ) − VTH 8 ] 2
VBE = VT . ln( I ) IS
R19 + R21 + R20 ）VT ln ( N ) R21
(1.6) (1.7)
VT ln (
因此
I ref =
A E26 ) A E25
R new1
= VT lnN/R new1
(1.8)
对于图 1.2 （c） 中的 Ibias2,它也是 bandgap 模块提供给外界模块的电流源， 同样的也跟微电流成比例关系变化，这里不再论述。 无论对于正的或负的温度系数的量， 我们推导出的与温度无关的电压都是依 赖于双极型器件的指数特性。所以必须在 CMOS 工艺中找到具有这种特性的结 构。在 N 阱工艺中，PNP 晶体管可以按图 1.4 所示结构构成。
（ 1.19 ）
（ 1.20 ）
∂∆VBE k = ln N ≈ +0.2mV / ° K ∂T q
（1.21）
若要在 25o C 实现温度系数为零，则要求 R19 + R20 + R 21 ≈ 10 R21 即
R19 + R20 = 9R 21
3） I BIAS 2 = VREF − VBEQ3 RR 8
I BIAS = I 1 =
∆VBE VT ln 2 = Rnew1 Rnew1
（1.14） 在室温下，VT ＝0.026V
I BIAS = 0.018 A Rnew1
2) 当考虑沟道长度调制效应
I 1 = K 7 [VG 7 − (VDD − I 1R12 ) − VTH 7 ] 2 [1 + λ (VG 7 − (VDD − I 1 R12 )]
Q12 和 Q19 的电流相等；R19、R20、R21 和二极管连接的 Q11 组成分压网络， 将 Q12、Q19 产生的 ? VBE 放大（R19＋R20＋R21）/R21 倍后与 VBE11 相加，产 生基准电压 VREF ；放大管 QX7 、Q18 和负载管 Q10 组成符合放大电路，将 IC19 和 IC12 的差值放大，反馈到分压网路中的 R21，从而调整 Q12、Q19 的工作点， 保证 IC19 等于 IC12 ；电容 C2 和 R23 用来进行频率补偿。 电流偏置 IBias2 产生电路（图 2(c)） ：由 P39、Q3、R8 组成。Q3 的基极连 接 VREF ，其射极电位即 R8 的一端电位 VEQ3＝VREF －VBEQ3，与电源电压无关， 从而流过电阻 R8 的电流与电源无关，即 IBias2 与电源无关。 1．使能原理： ENB 高电平时，使能关断有效。当 ENB 为高电平时，使能管 N15、N18、 N17 工作，则 N19 的漏极电压、P8 的漏极电压、VREF 被拉到低电平，电路关 断。 BIAS_EN 低电平时，使能关断有效。当 BIAS2_EN 低电平时，使能管 P13 工作，P7、P1 的栅极即 Bias 为高电平，电流偏置为 0，同时，基准电压 VREF 为零电平。 BIAS2_EN 低电平时，使能关断有效。当 BIAS_EN 低电平时，使能管 P34 工作，Bias2 为高电平，电流偏置 IBias2 为 0。 2．启动原理 P14、R15、N19、N16 组成启动电路。启动过程：ENB 为低电平，当未启 动时，P7、P8 两支路的电流为 0，此时 P8 的漏极电压为 0 电位，N19 不通，N19 的漏极为高电位，此时 N16 管导通，形成从电源到地的通路 R12、P7、N16，使 P7 有电流流过，从而打破 0 电流的状态；之后 P8 漏极电位上升， N19 导通， N16 截止，启动过程结束。
NO.1 Bandgap 模块 一. 原理图
图 1.1
Bandgap 模块线路图
二. 等效架构图
(a)
(b)
(c) 图 1.2 Bandgap 模块等效原理图
三. 电路功能描述
正常工作时，Bandgap 模块为系统提供稳定、高精度的 1.28v 的基准电压， 并为其它电路模块提供稳定的偏置电流。
四. 输出、输入信号线功能描述
Vin：整个模块的输入电压。 ENB、BIAS_EN 、BIAS2_EN ：使能电路输出的控制信号，控制着本电路工 作与否。ENB 为全局使能信号，低电平有效；BIAS_EN 为产生偏置电流 BIAS 的使能信号，高电平有效；BIAS2_EN 为产生偏置电流 BIAS2 的使能信号，高 电平有效。 BIAS ：与电源相对无关的电流偏置； BIAS2：与电源相对无关的电流偏置； VREF ：输出的 1.28V 带隙基准电压。
VR 21 = VT ln ( N )
（1.4）
故 VREF 为 VREF = VBE11 + VR 21 + VR20 + VR19 = VBE11 + （ （1.5） 从上式中可得到基准电压只与 PN 结的正向压降、 电阻的比值以及 Q12 和 Q19 的发射区面积比有关，因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。当基准建立 之后，基准电压与输入电压无关。第一项 VEB 具有负的温度系数，在室温时大约 为-2mV/℃，第二项 VT 具有正的温度系数，在室温时大约为+0.087mV/℃，通过 设定合适的工作点，便 可以使两项之和在某一温度下达到零温度系数，从而得到 具有较好温度特性的电压基准。 图 2（a）中 IBIAS 是基准提供给其它模块的电流，它与微电流源产生的电流 Iref 成比例关系，I0 为提供给参考电压产生模块的电流源，它同微电流源同样成 一定的比例关系，而对于微电流源我们有： VBE 25 = VBE26 + Iref * Rnew1
I1 I2 I 1 AE19 VR21 = ∆VBE = VBE19 − VBE12 = VT ln I − VT ln I = VT ln I A S12 S19 2 E12
（1.3） 式中， AE19、 AE12 是 Q19 、 Q12 管的发射区面积， 它们的比值为 N： 1。由于 VA=VB， I1=I2，代入（3）式得
（1.15）
I 2 = K8 [VG 8 − (V DD − I 2 R13 ) − VTH 8 ] 2 [1 + λ (VBEQ25 + I 2 R14 − VDD + I 2 R13 )] （1.16）
另外
I 1 Rnew1 = VT ln( 2
I2 ) I1
（1.17）
由上面三个式子知道 I1 、I2 和电源电压 VDD 有关且大概是 1 次幂级数的关系。 2．基准电压 VREF 产生电路的 DC 计算： 假设放大器 QX7 、Q18 的增益足够的大，则流过 Q12 和 Q19 的电流相等，
由于 Q12 由 10 个发射极面积为单位面积的 NPN 组成（N＝10） ，则
∆VBE = VT ln(
J 19 ) = VT ln N J 12
（1.18）
经过分压网路发大后和 VBE11 叠加后产生 VREF： R19 + R 20 + R 21 V REF = VT ln N + VBE11 R21 在室温（25o C）下， ∂V BE VBE − (3 + m)VT − E g / q = ≈ −2 mV / ° K ∂T T