高性能并网逆变器数字控制技术研究

0引言

随着煤炭、石油等传统能源的日益枯竭，太阳能、风能等可再生能源的利用和开发成为研究热点。并网逆变器是可再生能源并网发电中的关键设备［1］，因此，研究、开发高性能的并网逆变器具有重要的现实意义。

逆变器并网运行时，由于电网容量远大于逆变器的容量，网络中的电压和频率受电网控制，因此，并网逆变器常采用电流控制。电流控制主要分为间接电流控制和直接电流控制2类。由于间接电流控制具有动态响应慢、对系统参数变化敏感等缺点，这里采用直接电流控制。

文中首先建立了并网逆变器线性控制模型，在此基础上分析了传统PI 控制的不足［2鄄3］，并提出了实现零稳态误差正弦电流控制的条件，然后采用带通滤波器式BPFM （Band 鄄Pass Filter Mode ）控制器对并网逆变器输出电流进行控制，实现了高性能逆变器并网运行。

1

并网逆变器控制原理

1.1

系统原理

并网逆变器拓扑及控制原理图如图1所示。系统直流侧电压由可再生能源装置提供，逆变器通过隔离变压器和电网并接，对并网逆变器滤波电感进行直接电流控制，使其输出电流为与电网电压同频同相的正弦波，从而实现逆变器单位功率因数并网运行［4鄄5］。

1.2系统控制

并网逆变器系统等效线性控制模型如图2所示［6］。图中，G （s ）为系统控制器传递函数，R 为电感L

的串联等效电阻，U grid 为电网电压，K PWM 为全桥电路PWM 等效增益，T s 为采样周期（开关周期）。

根据图2可以推出并网逆变器输出电流的传递函数如式（1）所示。

I L ＝KG （s ）1.5T s Ls 2

+（L +1.5T s R ）s+R+KG （s ）

I ref -1.5T s s+11.5T s Ls 2

+（L +1.5T s R ）s+R+KG （s ）

U grid （1）

为了便于分析，将具有较小值的参量T s 和R 忽

略，则上式可简化为

I L ＝KG （s ）Ls +KG （s ）I ref -1sL +KG （s ）

U grid

（2）为了研究并网逆变器的控制效果，从2个性能指标进行分析：其一，并网电流控制的目标跟随特性；其二，并网电流控制的抗扰特性。根据线性系统叠加定理［7］，首先分析目标跟随特性，忽略电网电压的影响，即U grid ＝0。从幅频特性角度出发，根据复变函数理论可

知，输出电流的幅频特性为I L ＝KG （s ）

L s +KG （s ）

I ref 。

高性能并网逆变器数字控制技术研究

王宝诚，郭小强，邬伟扬

（燕山大学电气工程学院，河北秦皇岛066004）

摘要：研制了一台高性能数字化并网逆变器实验样机。在理论分析的基础上，建立了逆变器线性控制模型，并从线性系统叠加定理和频域分析角度提出实现零稳态误差正弦电流控制的条件。为了避免频率波动对控制器性能的影响，采用带通滤波器式（BPFM ）控制器对并网逆变器输出电流进行控制，克服了传统PI 控制器对正弦信号跟踪出现幅值误差和相位误差较大的问题。并网逆变器数字化控制采用TMS320LF2407DSP 。实验结果表明，设计的并网逆变器数字控制具有控制精度高、输出电流谐波失真小等优点。

关键词：并网逆变器；数字控制；稳态误差；叠加定理；频域分析中图分类号：TM 464

文献标识码：A

文章编号：１００６－６０４７（2008）09－００49－０3

收稿日期：２００7－04－25；修回日期：2007－07－27

基金项目：国家自然科学基金重点资助项目（50237020）

电力自动化设备

ＥｌｅｃｔｒｉｃＰｏｗｅｒＡｕｔｏｍａｔｉｏｎＥｑｕｉｐｍｅｎｔ

Ｖｏｌ．２8Ｎｏ．9Sept.２００8

第２8卷第9期２００8年9月

图2并网逆变器系统模型

Fig.2Model of grid 鄄connected inverter system

V S1V S3

V S2

V S4

IGBT 驱动板

V S1过零点信号

L

I L

U dc

U grid

图1并网逆变器原理图

Fig.1Schematic diagram of grid 鄄connected inverter

V S2V S3V S4

图5并网逆变器实验结果

Fig.5Experimental results of grid 鄄connected inverter

t ：5ms ／格

U g r i d ：100V ／格I L ：5A ／格

U grid

I L

并网逆变器并网电流控制的目标为输出与电网电压同频同相的正弦电流。因此，设I ref ＝I m sin ωt ，则单位参考电流幅频特性如图3所示。

如图3所示，根据复变函数理论［8］

，在基波角频率ω以外的任何频率处，参考电流I ref 的幅频特性均为0，因此，由式（2）可知，输出电流I L 的幅频特性亦为0。而在基波角频率ω处，若要求输出电流幅值完全跟随参考电流幅值，则必须满足Ls +KG （s ）s =j ω=KG （s ）s =j ω。而L 为有限值，则必须满足G （s ）s =j ω=∞。因此可得出结论，实现正弦参考给定量无稳态幅值误差跟踪的一个条件为控制器在基波频率处幅频特性为无穷大。同理，对于相频特性，若满足G （s ）s =j ω=∞，

则φ（ω）＝∠KG （j ω）

（）

=0，即可实现正弦参考

给定量控制的零相位误差。综上，实现零稳态误差的条件为控制器在正弦基波频率处的增益趋于无穷大。

为了研究并网电流控制的抗扰特性，只考虑电网电压的影响。根据式（2）可得：

I L =-

1sL +KG （s ）

U grid

（3）

同理可知，当控制器在正弦基波频率处的增益趋于无穷大时，I L =

1

sL +KG （s ）

U grid =0，即并网电

流不受电网电压影响。

对于传统的PI 控制器G PI （s ）=k p +k i ／s ，基波频率

ω0处控制器的幅频特性A （ω0）＝k p

2

+（k i ／ω0）2姨，为有限值，因此，PI 控制对于正弦参考给定量的控制存在稳态幅值误差和相位误差。文献［9］提出一种比例

谐振控制器，其传递函数为

G PR （s ）＝k p +2k r s s 2+ω0

2（4）该控制器在基波频率ω0处的幅频特性为

k p 2+2k r ω0-ω02+ω0

2

姨

姨

2

姨∞，因此满足实现零稳态误差的条件。但当电网频率发生偏移时，控制器幅频特性和相频特性变差。因此，文中采用一种BPLM 控制器对并网逆变器输出电流进行控制，其传递函数如下［10鄄11］：

G （s ）＝k p +

2k r ωc s

s 2

+2ωc s +ω0

2

（5

）

BPLM 控制器既可以保持比例谐振控制器在基

波频率处的高增益和零相移，还可以减小电网频率偏移对逆变器输出电流的影响［12鄄13］。

为了验证BPLM 控制器的有效性，在此给出了增

益相同时的PI 控制器和BPLM 控制器幅频特性和相频特性如图4所示。从图中可以看出，基波频率50Hz 处，PI 控制器相频特性约为90°，存在较大相位偏移，容易引起系统的不稳定；而BPLM 控制器相频特性为0，实现了零相移。比较分析结果表明BPLM 控制器性能优于PI 控制器。

2数字控制实现

连续域离散化设计通常采用双线性变换［14鄄15］。变换公式如下：

G （z ）G （s ）s =

21-z -1

（6）将式（6）代入式（5），可以得到控制器离散域传递

函数，形式如下：

G （z ）＝b 0+b 1z -1+b 2z

-2

1+a 1z -1+a 2z -2

（7）根据式（7）可以得到数字信号处理器DSP 容易

实现的差分方程如下：

u （k ）=b 0e i （k ）+b 1e i （k -1）+b 2e i （k -2）-a 1u （k -1）-a 2u （k -2）

（8）式中u （k ）为控制器输出；e i （k ）为电流误差信号。

3实验结果

根据上文的理论分析，设计了一台1500W 并网逆变器实验样机。主要参数如下：直流输入电压400V ，滤波电感3mH ，开关频率20kHz 。控制器参数k p =2，k r =1000，ωc =5rad ／s 。

图5为电网电压波形和并网逆变器输出电流波

电力自动化设备

第２8卷

150

300450

f ／Hz

1.00.50

I m ／p .u .

图3单位参考电流幅频特性

Fig.3Amplitude 鄄frequency characteristics

for unit reference current

806040200-135

135101

102103

f ／Hz

图4PI 和BPLM 控制器频域分析

Fig.4Frequency domain analysis for PI

and BPLM controllers

A ／d B

φ／（°）

PI

BPLM

零相移

BPLM

PI