全桥零电压开关PWM变换器中有源箝位电路的设计

部分） ， 将 UC3875 发出的变换器原始驱动信号 OUTA、 OUTD 的前沿脉冲“切除” 。延时长短可通过调整阻容 元件的时间常数来调节，切除前沿后的 A、D 两路信 号与 B、C 两路信号与，即可获得所需的箝位管 Qs 驱 动控制信号。需要说明的是，虽然电压过冲高，振荡 严重，但其能量并不高，所以箝位电容取的不必过大， 箝位管 Qs 也可选容量较小的 MOSFET 管。
η
0.93 0.92 0.91 0.9
1.6 2.0 2.4 2.8 3.2 3.6 4.0 4.44.8 P/kW
图 11 5KW FB-ZVS-PWM 变换器的效率曲线
5 结论
本文针对 5kW FB-ZVS-PWM 变换器整流管上电 压过冲和振荡问题，引进了次级有源箝位电路，并对 该有源箝位电路进行了分析，给出了有源箝位开关的 控制时序和产生时序的方法。最后给出了实验波形，
(3)
式中： Csec 为整流管寄生电容与变压器绕组分布电容 之和； irr 为整流管反向恢复电流。 联立求解式（1） 、 （2） 、 （3）即可得箝位电容稳态 电压 VCs ：
1 − Deff 1 Vin Deff ⋅ Ts + 2 VCs ⋅ ⋅ − 4 n ⋅ Llk n ⋅ Llk L0 = n ⋅ Vin Llk Csec V − n ⋅ Vin ⋅ cos sin −1 Cs n ⋅ Vin + 2 ⋅ irr
1．引言
近年来， 随着软开关技术的发展， 大功率的 DC/DC 模块已越来越多的采用全桥软开关拓扑结构，其中以 移相式全桥零电压开关 PWM 变换器（FB-ZVS-PWM）和 全桥零电压零电流开关 PWM 变换器（FB-ZVZCS-PWM） 应用最为常见，这两种拓扑形式的变换器都具有开关 损耗低，保持恒频控制的优点。前者适于采用 MOSFET 作为开关器件，能实现四只管子的零电压开关（ZVS） ， 可以采用较高的开关频率（如 100kHz） ，模块功率密 度高。后者由于超前桥臂采用 ZVS 方式，滞后桥臂采 用 ZCS 方式，适于采用 IGBT 作为开关器件，但最高工 作频率限制在 20kHz 左右，功率密度较低。 对于需要高功率密度的场合，FB-ZVS-PWM 拓扑具 有较大的优势。 但基本的 FB-ZVS-PWM 变换器也有明显 不足，如变压器漏感与整流管寄生电容发生谐振，整 流管两端会产生严重电压过冲及振荡现象（图 1） ，必 须采用抑制措施。目前常用的措施包括：整流管两端 并联阻容吸收回路（见图 2） ，方法简单，但在大功率 场合电阻损耗大，吸收效果不理想；文献[1]在变压器 原边加箝位二极管（图 3） ，这样做可以改善变压器副 边整流管上的电压振荡，但是不能完全消除振荡。
T
C2
Dc
Db
Cs
图 4 有源箝位全桥零电压 PWM 变换器拓扑结构图
整流管电压被箝位在电容电压的稳态值，因此整
流管两端不再产生电压过冲和振荡。在变压器次级输 出功率的同时，经过一个短暂的延时，触发 Qs 导通， 这样当漏感与 Cs 谐振充电电压高于整流管输出电压 时， 电容 Cs 通过 Qs 将能量反馈给负载。 一个开关周期 过程中，流过 Cs 的平均电流等于零。变换器的控制仍 然采用移相式 FB-ZVS-PWM 方式，控制芯片采用 UC3875。 变换器原副边的工作波形、 整流电压 Vrec 、 Qs 驱动信号及流过 Cs 的电流波形如图 5 所示。半个周期 箝位电路工作波形分析如下：
I Cs = T 1 K ⋅ Deff ⋅ s 2 2
OUTA
R2 R3 C1
OUTD UC3875
R5 R4 C2 Qs
OUTB
R6
（1）
OUTC
C3 R7 R8 C4
式中：K 为箝位电流斜率，
= K n ⋅ Vin − VCs n 2 ⋅ Llk − VCs − Vout L0
（2）
图 6 箝位时序产生电路
Lo + n 2 ⋅ Llk ⋅ (1 − Deff
n ⋅ Vin ⋅ L0
)
3.2 次级有源箝位控制原理及时序分析 为了有效抑制整流管电压过冲和振荡，Qs 的驱动 信号 Vgs 必须与 Vrec 同步。一个简单的实现 Vgs 与 Vrec 的 方法，是利用 UC3875 实现驱动信号，进来简单逻辑 处理后来获得。由于变换器存在占空比丢失，需要加 入时间延时 ∆t ，满载时的最大延时 ∆t 按下式计算
针对上述问题，本文采用次级加有源箝位电路方 法，对抑制整流管电压过冲和振荡有非常好的效果， 箝位电路本身的损耗也很小，变换器保持了较高的效 率。 图 4 中 Q1 和 Q3 为超前桥臂， Q2 和 Q4 为滞后桥臂，
Ls 为饱和电感，Qs 、Ds 和 Cs 构成次级有源箝位回路。
Vrec [200V/div] Vab[200V/div]
式中： Dmax 为满载时的原边电压占空比， Deff 为满载 时的副边电压占空比， Dmin 为最小负载时的原边电压 占空比， f s 为变换器开关频率。 箝位控制电路原理图如图 6。
R1
3 次级有源箝位电路分析及参数设计
3.1 箝位电容稳态电压分析 当 Cs 选择足够大时，稳态电压 VCs 等于整流管电 压 Vrec ，为平顶方波。VCs 大小与输出电压占空比 Deff 、 漏感 Llk 及输出电压 Vout 有关[2]。合理确定各参数值， 是减小整流管电压应力，确保 VCs 在允许范围内的前 提。变换器稳态工作时，流过 Cs 的平均电流等于零， 因此箝位电流峰值 I Cs 可以按下式确定
Vrec [100V/div] Vab [100V/div]
t [5us/div]
图 9 桥中点电压和经过整流管整流后电压波形
4 实验及分析
研制的 5KW 大功率全桥 PWM 变换器参数如下：
Vin =130VDC~180VDC，Vout =160V， I out =31A，n=1.8, Llk =3uH, Ls =3.7uH, L0 =170uH, Cs =1uF, 功率器件
结果表明该有源箝位电路具有非常好的箝位效果，改 善了次级整流管上的电压应力，样机也具有较高的效 率。 参考文献
[1] 刘福鑫 , 阮新波 . 加钳位二极管的零电压全桥变换器改 进研究[J].电力系统自动化，2004，28（17） ：64-69. [2] 许峰, 徐殿国 , 王健强 ,柳玉秀 .高压大功率全桥零电压 开关 PWM 变换器研究[J].哈尔滨工业大学学报.2002， 35（1） ：66-72 [3] SABATE A High-Voltage High-Power ZVS Full-Bridge PWM Converter Employing an Active Snubber[A].IEEE APEC’91,Rec[C]. [s.1.]:[s.n.],1991.158-163.
Dmax − Deff 2 fs ≤ ∆t ≤ Dmin 4 fs
t1 ~ t2 时段：变压器原边电压已经建立,但由于占空比 丢失问题，整流管处于续流状态，所以 Vrec 电压为零，
此时段变压器并没有传输功率。 t2 ~ t3 时段：整流管续流状态结束， Vrec 迅速上升至箝 位电压， Ds 开始导通， Vrec 被箝位在电容电压值。同 时变压器漏感与 Cs 谐振充电， 流过 Cs 的电流开始减小 直到 t3 时刻改变方向。此前， Qs 已经被触发导通。 t3 ~ t4 时段：箝位电容的储能通过 Qs 反馈给负载。
Deff = Vout / VCs ； Ts 为变换器开关周期。
OUTA OUTB OUTC OUTD
V AB Qs
图 7 箝位开关管的控制时序
I p [20A/div] Vab [100V/div]
t [5us/div]
图 8 桥中点电压和变压器原边电流波形
C1 、 R1 、 R2 构成脉冲延时电路（图 7 中的阴影
Q4
t t
VAB
t1 t 2
t3
t4
t
Vrec
IHale Waihona Puke Baiducs
t t
直接列写 VCs 的表达式比较繁杂，为了简化分析， 考虑理想情况 Csec = 0 ， irr = 0 ，则 VCs 简化为
* VCs =
图 5 全桥 MOSFET 驱动、桥中点电压 VAB 、整流管 Vrec 电压、 箝位电容电流 I cs 波形
作者简介：刘鑫（1987-） ，男，江苏人，硕士研究生， 研究方向为开关电源。 张相军（1971-） ，男，山东齐河人，博士，硕士生导 师。研究方向为开关电源和照明电子学。
VGS VGS
Q3 Q2 Q1 Q3 Q4
图 2.2 中，箝位电流达到峰值 I Cs 的时刻，对应着
Llk 与整流管寄生电容的谐振电压达到 VCs 的时刻，按
照串联谐振理论，不难导出 I Cs 的表达式[3]，
I Cs = n ⋅ Vin Llk Csec V − n ⋅ Vin ⋅ cos sin −1 Cs + 2 ⋅ irr n ⋅ Vin
全桥零电压开关 PWM 变换器中有源箝位电路的设计
刘鑫 张相军 徐殿国
哈尔滨工业大学 电气工程及自动化学院, 黑龙江 哈尔滨 150001
摘 要 FB-ZVS-PWM 变换器中变压器次级整流管上寄生电容与变压器漏感相互作用，会导致整流后电压严重过冲及振 荡现象，大大增加了整流管电压应力及电流应力，必须采用抑制措施。现有各种吸收电路损耗大、抑制效果不理想，影响效 率，影响功率密度。采用次级有源箝位方式不仅能有效抑制电压过冲和消除振荡现象，而且箝位电路损耗小，非常适合大功 率 DC/DC 变换器。本文给出了次级有源箝位的分析和参数设计、箝位控制时序产生和相应的产生电路及实验波形，该有源 箝位电路在 5kW、开关频率 40kHz 的电源模块中成功应用。 关键词 全桥，零电压开关，次级有源箝位
为 MOSFET 为 IXFK-FX160N30T，整流管为 IXYS 的 DSEP2x61-06A ， 箝 位 管 为 FQL40N50 ， 开 关 频 率
f s =40kHz。
I Cs
[5A/div]
Vrec [100V/div]
t [10us/div]
图 10 整流后电压和箝位电容上电流波形
图 8 为全桥桥中点电压 Vab 和原边电流 I p 波形， 加上箝位电路后，电路工作正常。图 9 为全桥桥中点 电压 Vab 和整流管整流后的电压 Vrec 的波形，与上文中 图 1 作对比可以清楚的看到，整流管上的过冲电压和 振荡已经完全消除，效果非常明显。图 10 为整流管整 此处也 流后的电压 Vrec 和箝位电容上流过的电流波形， 可以看到箝位开关管，电压应力和电流应力并不大， 可以取容量比较小的 MOSFET。 图 11 为整机的效率曲 线， 可以看出具有箝位电路的 FB-ZVS-PWM 变换器具 有较高的效率。
当变压器次级输出功率时， 变压器漏感通过二极管 Ds 与箝位电容 Cs 产生谐振，给 Cs 充电，同时
Q1
D1
C1
Q4
B
D4
C4
Da
V rec
Dd Qs Ds C0 R0
Vin
A
Ls
Cg
Llk
t [5us/div]
Q3
D3
图 1 整流管不加吸收或箝位电路时，桥中点电压波形和整 流后电压波形
C3
Q2
D2
Q1
D1
C1
Q4
B
D4
C4
Da
V rec
Dd
Ds
Vin
A
Ls
Cg
C3
Llk
C0
R0
Q3
D3
Q2
D2
T
C2
Cs
Dc
Db
图2
Q1
采用阻容吸收的无源箝位电路
C1
D4
D1
Q4
B
C4
Da
V rec
Dd
L0
Vin
A
Ls
Cg
Llk
C0
R0
Q3
D3 C3
Q2
D2
T
C2
Dc
Db
图3
变压器原边加二极管箝位电路
2．次级加有源箝位的 FB-ZVS-PWM 变换器