120W电源适配器的研制

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随着笔记本电脑的功能越来越强大，功耗也越来越大，当前使用的笔记本电脑电源适配器已经满足不了下一代笔记本电脑的要求，有必要研制符合下一代笔记本电脑的要求的电源适配器。

根据规定，120W的电源适配器必须有功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）功能[1]。本电源适配器采用两级式方案，前级功率因数校正采用Boost变换器，为了提高低输入电压时的变换效率，PFC级采用变输出电压的方法，其输出电压跟随输入电压变化；后级DC-DC变换器采用两路反激变换器交错并联。以减小其输入和输出电流纹波，同时采用同步整流技术，以进一步提高变换效率。本文将详细讨论120W电源适配器的设计，并完成原理样机。

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图1(a)为提出的新型两级式变换器的主功率电路图。Boost变换器采用电感电流临界连续模式的控制方式，它的优点是：(1)二极管零电流关断，没有反向恢复的问题；

(2)原边开关管零电流开通；(3)功率因数高。

Boost变换器主要波形如图1(b)所示，其工作原理为：在一个开关周期内，电感电流i

LB

为零时，二极管D

B

关断，

此时开通开关管S

B

，i

LB

由零开始线性增加，当它达到整流

桥输出母线的电压采样信号时，关断S

B

，D

B

开通，i

LB

由最大值线性下降到零。在输入电压的1/2周期内，由多个

开关周期组成。在每个开关周期内，i

LB

的平均值跟随整流

桥输出电压，因此i

LB

的平均值跟踪整流桥输出电压波形，实现了PFC的功能。

当输出功率相同时，输入电压低，相应的输入电流有效值较大。低输入电压时，Boost变换器的主要损耗是整流桥的导通损耗和开关管的导通损耗[2]。根据Boost变换

器的电压输人输出关系V

o

=V

in

/(1-D)可知，输入电压固定时，输出电压越低，占空比越小，因此开关管导通损耗越小。为了提高输入电压低时的效率，可以将输出电压降低。这

样针对PFC级输入电压范围宽（90-265V

ac

）的特点，采用变输出电压的控制方式，输入电压与输出电压的关系如图2(a)所示。

120W电源适配器的研制

Study of 120W SP adapter

彭政，阮新波

（南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室南京 210016）

摘要：针对下一代笔记本电脑电源适配器效率高、体积小、重量轻，可在全球电压范围内使用的要求，本文提出新型两级式变换器方案。前级功率因数校正采用Boost变换器，其输出电压跟随输入电压变化，提高低输入电压时的效率；后级DC-DC变换器采用两路反激变换器交错并联，减小输入和输出电流纹波，同时采用同步整流技术，以进一步提高变换效率。本文详细讨论120W电源适配器的设计，在实验室完成了原理样机，最后给出实验结果。

叙词：适配器，功率因数校正，变输出电压控制，交错并联，同步整流

中图分类号：TN86 文献标识码：B 文章编号：1606-7517（2009）08-5-102

图2(b)给出了Boost 变换器输出电压跟随输入电压线性变化的控制电路图。在电压闭环中引入输入电压有效值作为前馈量，采样信号取反后与输出电压的采样信号取和，接到PI 调节器的反向输入端。PI 调节器的输出接到乘法器的输入端，与整流桥输出电压的采样相乘后作为电流环的给定，控制电感电流的幅值。当输入电压变化时，输出电压也随之变化。

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120W 的电源适配器采用反激变换器，其变压器的损耗较大，温升高，体积也比较大[3]。本文采用两路反激变换器交错并联的方案，每个变压器只传输60W 的功率，输入电流的有效值小，可有效解决上述问题。采用电流断续工作模式，消除输出整流管反向恢复引起的电压尖峰。图3是交错并联反激变换器的主要波形，输入电流与输出电

流均倍频，纹波大大减小，输出的滤波电容可大大减小。

(a) PFC 级 DC -DC 级(b)

电感电流临界连续模式的主要波形图

图 1 主功率电路图与Boost 变换器电感电流临界连续模式的主要波形图

(b)

控制电路图

(a)输入电压与输出电压的关系图 2 PFC 级输入电压与输出电压的关系及其控制电路图

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为了进一步提高电源适配器的效率，DC-DC 级的反激变换器采用具有能量恢复的电流型同步整流技术[4, 5]。

图 3

反激变换器交错并联变换器主要波形

图4给出了具有能量恢复的电流型自驱动同步整流的原理图和主要波形。当同步整流管SR有电流流过时，电

流从绕组n

1的同名端流进，从绕组n

3

的同名端流出，D

1

导通，V

n3=V

o

，V

n2

=n

2

*V

o

/n

3

，使SR开通；当流过SR的电

流为零时，电流互感器磁恢复，磁化电流i

Lm 从绕组n

4

的

同名端流进，D

1关断，D

2

导通，v

n4

=-V

o

，v

n2

=-n

2

*V

o

/n

4

，

SR关断；当电流互感器磁恢复完成时，D

1、D

2

均关断，

V

n2=0，SR仍然关断。

压（输出直流电压为380V）与变输出电压（90V输入时，

输出直流电压为210V；265V输入时，输出直流电压为

380V

）的效率，从中可看出，在相同输入电压时，变输出图 4 电流型自驱动同步整流与主要波形

6!ဣዩஉਫ

为了验证本方案的可行性，在实验室研制了一台120W电源适配器的原理样机，所用的主要数据为：交流

输入电压：V

in =90-265V；输出直流电压：V

o

=19V；输出

直流电流：I

o

=6.3A；Boost变换器的控制芯片采用ST公司的L6561；反激变换器的控制芯片采用TL494；Boost

变换器的电感：L

B =300μH；开关管S

B

：IRFP450；二

极管D

B

：STTH8L06D；反激变换器的变压器原副边变

比：n=5.6，原边励磁电感：L

m =340μH；开关管Q

l

、Q

3

：

11N65C3，同步整流管Q

2、Q

4

：FDP3632；输出滤波电容

C

f ：2000μF；开关频率：f

s

=100kHz。

图5(a)、(b)分别是满载，输入电压为90V和265V

时

(a) 90V

输入

(b) 265V输入

图 5 输入电压与输入电流波形(满载)

的输入电压与输入电流的波形。输入电压为90V时，功率

因数PF=0.999，输入电压为265V时，PF=0.95，说明功率

因数很高。

图6(a)、(b)分别是满载，输入电压为90V和265V时，

交错并联的反激变换器的原边开关管Q

1

、Q

3

的漏源电压

v

DS(Q1)

、v

DS(Q3)

和漏源电流i

DS(Q1，Q3)

的波形。可看出：两路

反激变换器实现交错180°并且断续模式工作，输入电流倍

频，减小了纹波。

图7(a)、(b)分别是满载，输入电压为90V和265V时，

开关管Q

l

，整流管Q

2

的漏源极电压v

DS(Q1)

、v

DS(Q2)

和两个

同步整流管Q

2

、Q

4

的漏源极电流i

DS(Q2)

、i

DS(Q4)

的波形。可

看出：同步整流管是零电流关断的，没有反向恢复问题；

两路交错向负载提供能量，输出电流倍频，纹波减小。

图8是PFC级变换器输出功率为129W时，变输出电