基于两种单元贴片的毫米波平面反射阵列天线
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图 8 辐射角为 = 30 , = 0 微带平面反射阵列天 线 E 面辐射方向图
天线副瓣电平都小于 - 15dB, 交叉极化度也都低于 - 20dB, 并且天线的方向性极好 , 基本满足 设计要 求, 为单层毫米波平面反射阵列天线的设计提供了 一种新的途径和方法。 参
第 26 卷第 3 期 2010 年 6 月 文章编号 : 1005 6122( 2010) 03 0088 04
微
波
学
报
JOURNA L O F M I CROW AV ES
V o.l 26 N o. 3 Jun . 2010
基于两种单元贴片的毫米波 平面反射阵列天线
*
王晓天
薛谦忠
刘濮鲲
( 中国科学院 电子学研究所 , 中国科学院高功率微波源与技术 , 北京 100190) 摘 要: 针对单层介质单一贴片很难实现 360 全域相位变化 , 文中提出了一种 拥有环形 贴片和环圆 混合型贴
片两种贴片组合结 构的毫米波平面反射阵列天线 , 这种结构可以实现更 为平滑的 360 相位变化。利 用这项技 术 , 设 计和分析了频率为 94GH z的单层毫 米波微带平面反射阵列天线 , 仿真计算验证了该方案 的可行性。 关键词 : 平面反射阵列天线 , 毫米波 , 两种单元贴片
M illi m eter wave M icrostrip R eflect Array Antenna w ith Tw o type Elem ents
=
R 0
0 R
E0 E0
e 0 (xui + yvi - z cos i ) ( 3)
[ 8]
jk
其中 R 和 R 分别是平面波反射系数 , 经计算 , k 0 r co s i cosk 1 d - jk 1 sink1 d 2j k 0 dcos i R = e ( 4a ) k 0 r co s i cosk 1 d + jk 1 sink1 d k1 cosk 1 d - jk 0 cos i sink 1 d 2jk 0 d cos i R = e ( 4b ) k1 cosk 1 d + jk 0 cos i sink 1 d 这里 k 1 = k0 场可表示为 scat S E = scat Sj Ej
*
wk.baidu.com
1 微带平面反射阵列天线的基本原理
微带平面反射阵列天线是由微带阵列和馈源构 成的 , 微带阵列上每一个贴片振子的作用类似于辐 射器和移相器。对于平面反射阵列天线 , 由于它的 反射面是一个平面 , 而馈源因与各个振子的距离不
收稿日期 : 2009 07 26 基金项目 : 国家自然科学基金 ( 60871051)
mn [ 2 7] [ 8] [ 1]
当于再辐射器。贴片的阻抗与贴片的尺寸有关, 我 们可以通过改变贴片的尺 寸来实现贴片阻 抗的变 化, 最终来改变再辐射电场的相位 。 这里我们假设入射电场为: E
in c
= E0 e
jk 0 ( xui+ yvi+ z cos i )
( 1) ( 2a ) ( 2b )
表示为 ERA ( , 其中 R
to t
1 . 2 贴片辐射分析 当馈电喇叭的辐射场照射在每个贴片上时 , 谐 振电场将在微带贴片中传输 , 被贴片的开路或短路 的终端反射回来 , 形成驻波 , 由于贴 片自身存在阻 抗 , 所以驻波和贴片阻抗共同作用使得入射电磁波 带着 的相位变化重新辐射回空中 , 所有的贴片相
) =
e
- jk 0 r N
r 0 R
!R
i= 1
tot
Ei e
in c jk 0 ri r
( 7)
=
R 0
+
S S
S S
( 8)
N 为贴片个数。由式 ( 7) 即可求得贴片再辐射电场
90 的相位 。
微
波
学
报
2010年 6 月
由相位尺寸变化曲线可以看出, 散射相位随贴 片尺寸半径变化非常平滑, 这样的相位变化精度高, 误差小, 从而提高了贴片相位补偿效率。 2 . 2 天线阵列设计 为验证该方法的可行性 , 我们设计了 15 ∀ 15 阵 列天线, 工作频率为 94GH z, 开口波导 WR 10 作为 馈源 , 采用 H FSS 软件进行仿真运算 , 如图 6 所示。
E 0 表示入射电场的幅度和方向 u i = sin i cos vi = sin i sin
i
i
, 如图 3 ( 1)
= k 0 ( Rm n - rm n
r0 )
u i 和 vi 表示的是入射电磁波的方向。若只考虑接 地底板的影响 , 那么经底板反射后的电场可表示为 E E
ref ref
其中, Rm n 表示馈源相位中心到第 mn 个振子的位置 矢量, rm n表示阵列中心到第 m n 个振子的位置矢量 , r0 表示主波束方向的单位矢量。通过式 ( 1), 我们 可以求出每个贴片振子所需补偿的相位, 再根据求 得的补偿相位设计出不同的贴片振子, 最终完成整 个天线的设计。
线类似 , 也是由一个馈源和一个反射面组成, 只是其 反射面为平面, 如图 1 所示。由一个个类似于微带 天线结构的阵元组成反射面 , 每一个阵元通过调节 微带介质层上贴片的相位来实现反射口径面的等相 位分布 , 从而最终实现高的增益和好的方向性。微 带平面反射阵列 天线由于其剖 面低、 重量 轻、 价格 低、 易加工、 易折叠等优点被越来越多的应用于各种 天线雷达系统中。微带平面反射阵列天线设计的关 键技术之一就是如何补偿由于馈源到各个贴片的路 径不同所造成的相位差 , 也就是通过设计不同的贴 片单元来补偿这些相位差 , 从而实现反射面等相位 分布。但是对于单层介质平面反射阵列天线 , 尤其
第 26卷 第 3 期
王晓天等 : 基于两种单元贴片的毫米波平面反射阵列天线
89
图 1 微带平面反射阵列天线
图 3 平面反射阵列相位补偿原理
同而到达各个振子的相位也不同。为了实现辐射方 向等相位分布, 必须通过调节各个贴片的散射相位 来补偿由于路径不同造成的相位差。 1 . 1 相位补偿原理 如图 2 所示 , 通过设计不同的贴片种类和大小 来实现相位补偿 , 主要包括 改变贴片的大 小 ; 贴 片大小不变而在其上加入相位延迟线; 改变相位延 迟线的长短 ; 或者贴片大小不变而改变贴片的旋转 角度 。根据平面反射面相位补偿原理 所示, 第 mn 个振子需要补偿的相位为:
图 4 两种不同的单元贴片
于 - 15dB, 交叉极化度也都小于 - 20dB, 增益约为 23 . 5dB。
r
出于对介质机械强度、 环境性能、 成本等方面的 考虑 , 本文微带阵列介质选用 Duro id ( t m ), = 2 . 2 , 损耗正切角为 0 . 0009 , 介质厚度为 0 . 508mm、 大约 是介质波长的 1 /4 , 单元尺寸为 1 . 8mm ∀ 1 . 8mm。 如图 5 所示 , 环形贴片内环半径尺寸变化范围 为 0. 05~ 0 . 75mm, 对应相位变化范围约为 195 ~ 103 ; 环圆混合型贴片的内圆半径变化范围为 0 . 05 ~ 0 . 6mm, 对应相位变化范 围约为 140 ~ - 165 。 由此可以得出两 种贴片组合可实现 195 ~ - 165 的相位变化 , 即约 360 的相位变化, 满足 360 全域 相位变化的条件。
2 天线设计
2 . 1 贴片振子单元设计 由于传统单层介质贴片很难实现全 域 360 相 位变化 , 本文提出了一种新的设计方案, 即通过改变 两种贴片的大小尺寸来实现更 为平滑的 360 相位 变化。在天线设计中, 各种贴片的相位变化曲线可 以通过对无限大周期阵列反射矩阵和散射矩阵的分 析得到 。如图 4 所示 , 图 4( a)环圆混合型贴片的 环形贴片尺寸不变 , 外环半径为 0 . 8mm, 内环半径 为 0. 6mm, 只通过改变环内圆型贴片半径来实现相 位变化 ; 对于图 4( b) 的环形贴片外环半径为固定值 0 . 8mm, 通过改变内环半径来实现相位变化。
[ 8]
图 6
94GH z 15 ∀ 15 微带反射阵列天线
1) 馈源正馈, 辐射主 波束方 向为
= 0、 =
0 。馈源相位中心位于离阵列中心 z 向 27mm 处, F /D 约等于 1。其中 F 为焦距, D 为阵列口径大小。 图 7( a)和 ( b) 分别画出了天线 E 面和 H 面辐 射方向图。该设计方案 E 面和 H 面有着很好的方 向性 , 再辐射方向与设计要求相吻合, 副瓣电平都低
第 26卷 第 3 期
王晓天等 : 基于两种单元贴片的毫米波平面反射阵列天线
91
这一缺点 , 提出了一种新型两单元组合型单层微带 平面反射阵列天线结构, 通过两种单元相位的互相 补偿可实现较为平滑的 360 全域相位变化 , 并据此 设计了工作频率在 94GH z 、 15 ∀ 15 微带平面反射阵 列天线, 仿真计算验证了这种方案的可行性 , 所设计
been presented, in o rder to ach ieve a full 360 range of phase sh ifts in a sing le layer substrate . T he cho ice o f th is two type ele m ents can m ake the phase shift smoo ther and increased up to 360 . Based on th is techn ique , a sing le layer m icrostrip re flecta rray antenna operating at 94 GH z has been designed. T he si m ulation result ve rifies the feasib ility of this design. K ey word s : R e flect a rray antenna , M illi m eter wave , Tw o type ele m ents
W ANG X iao tian , XUE Q ian zhong , L IU Pu kun (K ey Laboratory of H igh P o w er M icrowave Sources and T echnologies , Institute of E lectronics , Chinese A cad e m y of Sciences , B eij ing 100190, China ) Abstrac t : A nove l m illi m eter w ave m icrostrip re flectarray antenna w ith annular patches and comb ined patches has
引
言
微带平面反射阵列天线的结构组成与抛物面天
是对于单一种类结构简单的贴片单元 , 通过设计不 同的贴片尺寸很难实现 360 的全域相位补偿。本 文针对这一问题, 设计了工作频率为 94GH z的单层 平面反射阵列天线 , 该天线由环形贴片和环圆混合 型贴片两种贴片组合构成, 通过这两种贴片相位的 相互补偿可以实现更为平滑的 360 全域相位变化。 同时 , 通过仿真计算, 验证了这种方案的可行性, 为 微带平面反射阵列天线的 设计提供了一种 新的途 径。
图 7 辐射角为 = 0 , = 0 微带平面反射阵列天 线正馈辐射方向图
2) 馈源正馈 , 辐射主波束方向为 0 。馈源位置同上。
= 30 、 =
图 8 为天线极坐标下的 E 面辐射方向图, 结果与 图 7相似, 只是本次设计再辐射角度为 = 30 、 =
图 5 两种不同贴片单元的移向曲线
0 , 仿真结果与设计要求相吻合, 增益约为 22 . 6dB 。 3) 馈源偏馈, 辐射主 波束方 向为 = 0 , =
r
- sin
2 i
( 5)
若考虑到微带贴片的影响, 那么经贴片散射后的电 Sj Sj j E0 E 0j 分别是平面波散射系数 , 它
e 0 (xui + yvi - z cos i )
jk
( 6)
其中 S 、 S 、 S 和S
们与贴片的种类和尺寸有关。 由上可知微带平面反射阵列天线的远区电场可
图 2 不同种类的微带振子贴片
天线副瓣电平都小于 - 15dB, 交叉极化度也都低于 - 20dB, 并且天线的方向性极好 , 基本满足 设计要 求, 为单层毫米波平面反射阵列天线的设计提供了 一种新的途径和方法。 参
第 26 卷第 3 期 2010 年 6 月 文章编号 : 1005 6122( 2010) 03 0088 04
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V o.l 26 N o. 3 Jun . 2010
基于两种单元贴片的毫米波 平面反射阵列天线
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王晓天
薛谦忠
刘濮鲲
( 中国科学院 电子学研究所 , 中国科学院高功率微波源与技术 , 北京 100190) 摘 要: 针对单层介质单一贴片很难实现 360 全域相位变化 , 文中提出了一种 拥有环形 贴片和环圆 混合型贴
片两种贴片组合结 构的毫米波平面反射阵列天线 , 这种结构可以实现更 为平滑的 360 相位变化。利 用这项技 术 , 设 计和分析了频率为 94GH z的单层毫 米波微带平面反射阵列天线 , 仿真计算验证了该方案 的可行性。 关键词 : 平面反射阵列天线 , 毫米波 , 两种单元贴片
M illi m eter wave M icrostrip R eflect Array Antenna w ith Tw o type Elem ents
=
R 0
0 R
E0 E0
e 0 (xui + yvi - z cos i ) ( 3)
[ 8]
jk
其中 R 和 R 分别是平面波反射系数 , 经计算 , k 0 r co s i cosk 1 d - jk 1 sink1 d 2j k 0 dcos i R = e ( 4a ) k 0 r co s i cosk 1 d + jk 1 sink1 d k1 cosk 1 d - jk 0 cos i sink 1 d 2jk 0 d cos i R = e ( 4b ) k1 cosk 1 d + jk 0 cos i sink 1 d 这里 k 1 = k0 场可表示为 scat S E = scat Sj Ej
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1 微带平面反射阵列天线的基本原理
微带平面反射阵列天线是由微带阵列和馈源构 成的 , 微带阵列上每一个贴片振子的作用类似于辐 射器和移相器。对于平面反射阵列天线 , 由于它的 反射面是一个平面 , 而馈源因与各个振子的距离不
收稿日期 : 2009 07 26 基金项目 : 国家自然科学基金 ( 60871051)
mn [ 2 7] [ 8] [ 1]
当于再辐射器。贴片的阻抗与贴片的尺寸有关, 我 们可以通过改变贴片的尺 寸来实现贴片阻 抗的变 化, 最终来改变再辐射电场的相位 。 这里我们假设入射电场为: E
in c
= E0 e
jk 0 ( xui+ yvi+ z cos i )
( 1) ( 2a ) ( 2b )
表示为 ERA ( , 其中 R
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1 . 2 贴片辐射分析 当馈电喇叭的辐射场照射在每个贴片上时 , 谐 振电场将在微带贴片中传输 , 被贴片的开路或短路 的终端反射回来 , 形成驻波 , 由于贴 片自身存在阻 抗 , 所以驻波和贴片阻抗共同作用使得入射电磁波 带着 的相位变化重新辐射回空中 , 所有的贴片相
) =
e
- jk 0 r N
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!R
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Ei e
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( 7)
=
R 0
+
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( 8)
N 为贴片个数。由式 ( 7) 即可求得贴片再辐射电场
90 的相位 。
微
波
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报
2010年 6 月
由相位尺寸变化曲线可以看出, 散射相位随贴 片尺寸半径变化非常平滑, 这样的相位变化精度高, 误差小, 从而提高了贴片相位补偿效率。 2 . 2 天线阵列设计 为验证该方法的可行性 , 我们设计了 15 ∀ 15 阵 列天线, 工作频率为 94GH z, 开口波导 WR 10 作为 馈源 , 采用 H FSS 软件进行仿真运算 , 如图 6 所示。
E 0 表示入射电场的幅度和方向 u i = sin i cos vi = sin i sin
i
i
, 如图 3 ( 1)
= k 0 ( Rm n - rm n
r0 )
u i 和 vi 表示的是入射电磁波的方向。若只考虑接 地底板的影响 , 那么经底板反射后的电场可表示为 E E
ref ref
其中, Rm n 表示馈源相位中心到第 mn 个振子的位置 矢量, rm n表示阵列中心到第 m n 个振子的位置矢量 , r0 表示主波束方向的单位矢量。通过式 ( 1), 我们 可以求出每个贴片振子所需补偿的相位, 再根据求 得的补偿相位设计出不同的贴片振子, 最终完成整 个天线的设计。
线类似 , 也是由一个馈源和一个反射面组成, 只是其 反射面为平面, 如图 1 所示。由一个个类似于微带 天线结构的阵元组成反射面 , 每一个阵元通过调节 微带介质层上贴片的相位来实现反射口径面的等相 位分布 , 从而最终实现高的增益和好的方向性。微 带平面反射阵列 天线由于其剖 面低、 重量 轻、 价格 低、 易加工、 易折叠等优点被越来越多的应用于各种 天线雷达系统中。微带平面反射阵列天线设计的关 键技术之一就是如何补偿由于馈源到各个贴片的路 径不同所造成的相位差 , 也就是通过设计不同的贴 片单元来补偿这些相位差 , 从而实现反射面等相位 分布。但是对于单层介质平面反射阵列天线 , 尤其
第 26卷 第 3 期
王晓天等 : 基于两种单元贴片的毫米波平面反射阵列天线
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图 1 微带平面反射阵列天线
图 3 平面反射阵列相位补偿原理
同而到达各个振子的相位也不同。为了实现辐射方 向等相位分布, 必须通过调节各个贴片的散射相位 来补偿由于路径不同造成的相位差。 1 . 1 相位补偿原理 如图 2 所示 , 通过设计不同的贴片种类和大小 来实现相位补偿 , 主要包括 改变贴片的大 小 ; 贴 片大小不变而在其上加入相位延迟线; 改变相位延 迟线的长短 ; 或者贴片大小不变而改变贴片的旋转 角度 。根据平面反射面相位补偿原理 所示, 第 mn 个振子需要补偿的相位为:
图 4 两种不同的单元贴片
于 - 15dB, 交叉极化度也都小于 - 20dB, 增益约为 23 . 5dB。
r
出于对介质机械强度、 环境性能、 成本等方面的 考虑 , 本文微带阵列介质选用 Duro id ( t m ), = 2 . 2 , 损耗正切角为 0 . 0009 , 介质厚度为 0 . 508mm、 大约 是介质波长的 1 /4 , 单元尺寸为 1 . 8mm ∀ 1 . 8mm。 如图 5 所示 , 环形贴片内环半径尺寸变化范围 为 0. 05~ 0 . 75mm, 对应相位变化范围约为 195 ~ 103 ; 环圆混合型贴片的内圆半径变化范围为 0 . 05 ~ 0 . 6mm, 对应相位变化范 围约为 140 ~ - 165 。 由此可以得出两 种贴片组合可实现 195 ~ - 165 的相位变化 , 即约 360 的相位变化, 满足 360 全域 相位变化的条件。
2 天线设计
2 . 1 贴片振子单元设计 由于传统单层介质贴片很难实现全 域 360 相 位变化 , 本文提出了一种新的设计方案, 即通过改变 两种贴片的大小尺寸来实现更 为平滑的 360 相位 变化。在天线设计中, 各种贴片的相位变化曲线可 以通过对无限大周期阵列反射矩阵和散射矩阵的分 析得到 。如图 4 所示 , 图 4( a)环圆混合型贴片的 环形贴片尺寸不变 , 外环半径为 0 . 8mm, 内环半径 为 0. 6mm, 只通过改变环内圆型贴片半径来实现相 位变化 ; 对于图 4( b) 的环形贴片外环半径为固定值 0 . 8mm, 通过改变内环半径来实现相位变化。
[ 8]
图 6
94GH z 15 ∀ 15 微带反射阵列天线
1) 馈源正馈, 辐射主 波束方 向为
= 0、 =
0 。馈源相位中心位于离阵列中心 z 向 27mm 处, F /D 约等于 1。其中 F 为焦距, D 为阵列口径大小。 图 7( a)和 ( b) 分别画出了天线 E 面和 H 面辐 射方向图。该设计方案 E 面和 H 面有着很好的方 向性 , 再辐射方向与设计要求相吻合, 副瓣电平都低
第 26卷 第 3 期
王晓天等 : 基于两种单元贴片的毫米波平面反射阵列天线
91
这一缺点 , 提出了一种新型两单元组合型单层微带 平面反射阵列天线结构, 通过两种单元相位的互相 补偿可实现较为平滑的 360 全域相位变化 , 并据此 设计了工作频率在 94GH z 、 15 ∀ 15 微带平面反射阵 列天线, 仿真计算验证了这种方案的可行性 , 所设计
been presented, in o rder to ach ieve a full 360 range of phase sh ifts in a sing le layer substrate . T he cho ice o f th is two type ele m ents can m ake the phase shift smoo ther and increased up to 360 . Based on th is techn ique , a sing le layer m icrostrip re flecta rray antenna operating at 94 GH z has been designed. T he si m ulation result ve rifies the feasib ility of this design. K ey word s : R e flect a rray antenna , M illi m eter wave , Tw o type ele m ents
W ANG X iao tian , XUE Q ian zhong , L IU Pu kun (K ey Laboratory of H igh P o w er M icrowave Sources and T echnologies , Institute of E lectronics , Chinese A cad e m y of Sciences , B eij ing 100190, China ) Abstrac t : A nove l m illi m eter w ave m icrostrip re flectarray antenna w ith annular patches and comb ined patches has
引
言
微带平面反射阵列天线的结构组成与抛物面天
是对于单一种类结构简单的贴片单元 , 通过设计不 同的贴片尺寸很难实现 360 的全域相位补偿。本 文针对这一问题, 设计了工作频率为 94GH z的单层 平面反射阵列天线 , 该天线由环形贴片和环圆混合 型贴片两种贴片组合构成, 通过这两种贴片相位的 相互补偿可以实现更为平滑的 360 全域相位变化。 同时 , 通过仿真计算, 验证了这种方案的可行性, 为 微带平面反射阵列天线的 设计提供了一种 新的途 径。
图 7 辐射角为 = 0 , = 0 微带平面反射阵列天 线正馈辐射方向图
2) 馈源正馈 , 辐射主波束方向为 0 。馈源位置同上。
= 30 、 =
图 8 为天线极坐标下的 E 面辐射方向图, 结果与 图 7相似, 只是本次设计再辐射角度为 = 30 、 =
图 5 两种不同贴片单元的移向曲线
0 , 仿真结果与设计要求相吻合, 增益约为 22 . 6dB 。 3) 馈源偏馈, 辐射主 波束方 向为 = 0 , =
r
- sin
2 i
( 5)
若考虑到微带贴片的影响, 那么经贴片散射后的电 Sj Sj j E0 E 0j 分别是平面波散射系数 , 它
e 0 (xui + yvi - z cos i )
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( 6)
其中 S 、 S 、 S 和S
们与贴片的种类和尺寸有关。 由上可知微带平面反射阵列天线的远区电场可
图 2 不同种类的微带振子贴片