开关电源的平均电流控制

沿的斜率为（以，一％．），工。
最坏情况发生在仉。＝。ＩＬ处，振荡器斜波的斜率为Ｕｓ／兄 ＝玩‘＾
将电感电流的下降乘以风和电流放大器的增益ｃ“，并 令其等于振荡器的斜坡斜率，则可求出电藏放大器的最大增
益：
半－Ｒｓ·屯＝ｕｓ－，ｓ
得到
‰矿等＝器
注意到上式与降压型电路的结果一样。代人给出的工作参 数，得Ｇｃ＾为６ ５８，故可々ｍＩＲ－＝６．５８。
代＾给出的参数，若乩的峰一峰值为５Ｖ，则可得在切抉 频率下最大增益Ｇｃ．为２５ｄＢ。据此设定研，最之比为２５ ｃ
降压型，变换电路电流环部分的小信号控制一输出的增益
续的边界为：
Ｕｏ（“ｎ—Ｕｏ）
，
，
如“。２—露面Ｊ～
（电流放太器的输出““与月；两端的电压ｕ皓之比）为：
坐一ｓ．訾：掣（＠３０ｒ）
“ｎ—ｖ ｓ ｓＬ一，、
在堆极点系统中，为防止次谐波振荡造成的不稳定性．通 常要求ＰＷＭ Ｌｔ较器一个输＾端口处，经放大后的电感电流下降
沿的斜率。定不能超过比较器另一个输入端口处振荡器锯齿波
的斜率。这个要求确定了切换频率下电流放夫器增益的上限，
也间接地建立ｒ最大电流环增益交越频率＾。在优化平均电流
型控制环路时，这是首先要考虑的事。下面分别讨论降压型、
２平均电流控制技术
：丽
差荔几几厂］
囤ｌ峰值电漉控制电路和波形
图２所示即平均电流控制技术采用的基本电路．它与围１ 峰值电流控制电路的主要差别在于电流环中引进了商增益积分 电路误差放大器（ｃａ）。若电压控制外环设定的“印电压代表所 需的电流词节电平．电流传感电阻Ｒ两端的电压代表实际电 感电流，则两者之差（或误差）经放大后，在Ｐ珥Ｍ比较器的翰 ＾端与大幅度锯齿渡’（振荡器斜波）比较，并由此产生输出调 宽驱动脉冲。为使性能最优，电流的增益带宽特性可通过环绕 电流放大器的补偿网络来调节。尽管电流环增益的变越频率丘 可与峰值电流控制相同，但低频增盐将大得多，由此可得如下
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０
ｌ
相位
ｌ
～９０ Ｉ
ｌ
ｌ
ｌ ｌ
Ｌ一，７
图５降压型变换电路的幅频和相颖特性 Ⅳ。．最大对应的为最坏情况，此时纹波电流最大。代入对
出电流。
（２）不再需要斜率补偿。不过，为了实现更好的稳定性， ３平均电流型控制最佳控制环路增益的设计
仅需对切换频率处的环路增益略作限定。
众所周知，开关电源控制电路设计时．当ＰｗＭ比较器两个
（３）抗噪声耐量佳。当时钟脉冲开通功率开关器件时，振 输入端口施加到的波形斜率相关不当时，将会展现敬谐波振
荡器的斜坡直接辟至最低电乎，其电压值与ＰＷＭ比较器输人 荡。峰值电流控制通过斜率补偿等比较复杂的方法来防止次谐
电感电流下降沿的斜率为：玑，Ｌ
增益进一步增加，不仅关断时间的斜率超过振荡器的斜率，而 且正向偏穆可按接近电流放大器的极限对波形产生，剪缉或夹 紧影响。将极点凰ｃｎｃｎ，（ｃ。＋ｃ。）设置在切换频率＾＝
振荡器斜波的斜率为：地，咒＝魄机 式中队为振荡器斜波的峰一峰值电压，巧和口为切换周期和
频率。为了确定在丘处电流放太器的增益，可将电感电流下降 沿转换为电流传感电阻凡两端的电压再乘电流放大器的增益 Ｇ帆，令其等于振荡器的斜坡斜率；
第十四届全国电源技术年舍论文集
开关电源的平均电流控制
陆呜 上海交通大学微电子技术研究所（２０００５２）
摘要：简委升划ＪＦ关电源的平均电流型控制技术 叙词：奸关电源 平均电流控制
１ 引言
开关电源常用的电施型控制，如图１所示，是一种双环系 境，园为开关四换电感“隐藏”于电流控制内环之中，故简化 了电压控制外玉１、的设计，并能以多种方式改善电源性能，而且 动态特性很好。是一种优于传统单环电压控制的新技术。电流 型控制系统中，电洫扑；ｆ；】Ｊ『ｑ川、的目标是控制态空间平均电感的 电流，但是．因为在功翠开关的“通态”时间之内，流经功率 开关的电流等于电感电流，所“实际控制的基础却是电感的瞬 志峰值电流。这种控制方式在电感的纹波电流很大时，必将产 生诸如抗噪声耐量低、需要斜率补偿、峰值与平均电流的小电 流环路增益的比误差无法校正等严重的问题。当然，在电感的 纹渡电流较小时，电感的峰值电流与电感的乎均电流大致等 效，这些问题并不严重而已。这些问题的彻底解决最根本的方 式就是真正采用平均电流型控制。除此之外平均电流型控制还 可以用来有效控制电路中除电感电漉以外的任何电流，而且适 用的电路拓扑范围更广。本文拟就开关电源的平均电流型控制 技术作简要介绍。
结果： （１）平均电流控制电流跟踪调节的精度高。这对功率因数
预诃整电路尤其重要。事实上，即使当小电藏状态下，电流越
朋一珥¨Ｖ卅川Ⅵ
图２平均电流控制电路和波形
过连续模边界进入不连续模．平均电流型的控制功能也非常 路的输＾电流，也可用来控制升压和反激型功率变换电路的辅
好。电压控制外环对电流模式的变化则毫无影响。
导为电压控制外环的一部分：
ｉＬ
ｕｍｌＲｓ
１
９２瓦２１■２瓦
即在开环交越频率处，闭环跨导随频率的下降具有单极点特 性。
图６为１Ｋｗ离线预调整电路，工作参数为：
切换｛顷率
＾＝１００ＫＩ｛ｚ
输入电压 输出电压 输出电流
Ｕｄ＝９０～２７０、， ｕｏ＝３８０Ｖ阢
，。＝１２Ａ（开路６Ａ），峰值１７Ａ
电 感Ｌ＝０．２５ｎａｉｌ 最大电流纹泼△，。，ＡＩＪ＝３．４Ａ（＠ｇＯＶ）
对在不连续模式下的峰值电流型控制来说，峰值一平均电 流的比误差大得无法接受；但对平均电流型控制，由于电流误 差放大器的增益很高，非常容易就能提供与负载电流改变相适 应的大占空比变化，因而保持丁良好的平均电流谪整。
参照圈２，当电流环闭合时，在频率低于＾条件下，传感 电阻两端的电压Ⅱ脏等于电流嗣节电平巩ｒ，闭合电流环的跨
Ｂ ｒ………一～………一…………～……～一…………。ｊ
图９所示为按跟髓５０Ｈｚ整流后的正弦渡输入编配的升压型 项诵整电路的输＾电流波形：图下方所示渡形为经缩配后的波
形和实际线电流渡形（为使两个泼形均可见，该犏配波形已放
大５％）。由团ｎｒ知，实际渣形超前于编配后波形的数量根小，
ｏ；一·……～一………·．………一………一一
处对应的电流误差电平相去甚远。
波振荡造成的不稳定性；平均电流型控制因为振荡器的线性斜
（４）平均电流型控制方法可用来传感和控制电路中任何支 坡已经提供了数量相对大的寮Ｉ率补偿．解决扶谐波振荡造成的
路韵电流，因此，既可以用来精确控制降压和反激功率变抉电 不稳定性更加简易、有效。
·４６】－
２ 一＝ ＝ ＝ ＝ ＝；｛；！Ｚ＝霉＝ 一开关电源的平均电流控制
开压型和段眭倒置型功率变换电路电流控制环路的设计。 假定图２所示降压型变换电路的工作参数为：
切换频率 输＾电压
＾＝１００ＫＨｚ
％＝１５～３０Ｖ
输出电压
Ｕ。＝１２Ｖ
输出电流 电感 最大电流纹波
，ｎ＝５Ａ（开路６Ａ）
Ｌ＝蛳Ｈ
出ｏ＝ｌ ２Ａ（＠３０Ｖ １００Ｋｍ）
性比较平坦，交越频率处的剃ｆ位容限应为咿，远比要求的＾，
齿形纹波经电流误差放大器放大和倒相后施加于比较器，功率 增益已按Ｇ“。～）优化，故可观察电感电流的下降沿如何被放大
开关关断时．电感电流的下降沿便成为图２所示之上升沿。如 和倒相并与振荡器斜坡相消。还应注意的是，如果电流放大器
上所述，为避免次谐皱振荡，关断时间内电流放大器输出的斜 率决ｔ下能超出振荡器斜坡的斜率。由于
１００
空比Ｄ为０．８的活，则＾等于２０Ｋｌ－ｌｚ；当输入电源Ｕｍ为３０Ｖ， 占空比Ｄ为０．４，则＾等于４０ＫＨｚ。如果误差放大器的增益特
图４降压型变挠电路具有附加极点时的波形和增益优化
·４６２－
一————；———————＝———＝———！！＝—————第＝十——匹—届＝全 ——国—电＝—源—技＝＝术—年——会！论—文 ＝＝＝集———＝＝＝—；——＝＝＝———＝＝＝＝＝———＝＝＝＝———＝＝—一
传感电阻
Ｒ；＝０．０ｌｎ
虽小输＾电压Ｕ。和最大过载线电流相当于输人功率为
蒇丈量
图６升压墅预调整电路
１０８０Ｗ。现在考虑按输人电流为参考设计电漉放大器的补偿。 如工作参数所示＋５０也最大过载线电流（１７Ａ）按设计应与限 流信号岛相当，通过功率开关和整流器的ｔ００Ｋ１４控最大峰值电
流为１７Ａ加上△ＪＬ的～半，即１７＋３．４／２＝１８．７Ａ。 电流的下降沿发生在功率开关关闭时，此时电感电流下降
置在六倍零点频率（５０ｘｍ）处，用于消豫噪声尖峰。零点和
极点台起来在交越频率处得到的相位容限为种。该电路的启
·４６３·
＝；＝—＝＝＝＝；＝＝；＝＝＝；＝＝＝一＝！＝＝＝＝＝＝＝＝；＝＝＝＝＝＝＝！＝＝！＝＝！＝＝！＝＝！＝＝＝＝＝＝＝＝＝＝＝一 开关电源的平均电流控制
动波彤如图７，幅频和十Ｈ频特性如图８。电流环闭台时，图６
故低频时的增益将不会比峰值电流型控制更好。但是，因为零 点凡ｃ。在１０Ｋ］－Ｉｚ处，远低于最低交越频率，故相位容限可碱 小到６３。。并“２５０／ｆ的积分器增益使低频增益受至ｌｌ极大提升。 正是这一特性造成电流环迅速和精确地回归到由外环决定的平 均电流值。即使峰值电感电流已达到，比较器实际上关闭，电 流放大器也能对峰值电漉进行诃节，确保平均电流的准确校 正。图３所示为电感电流在Ⅱ。等于３０Ｖ和满载条件下，
警·凡·Ｇ“＝魄·＾得到Ｇ。。一）＿等＝丽ＵＪ，Ｌ
１００ＫＨｚ处的目的是消脒电压型控制无法避免的电流波形上叠加 的噪声尖峰。电流放大器的输出锯齿波幅度因此也可减小，特 别是高次谐波和圈４所示的相移：在ｌｔ３０ＫＩ七和１０ＫＨｚ的极一零 点对处可使交越频率的相位容限削减到图５所示之４５。。由 １ＣＯＫＨｚ极点造成的电流放大器波形的削减幅度和斜率表明电流 放大器的增益已增大井超过由氓“。“１限定的最大值。 负载电路“很小时，电感电流将不再莲续。电流连续和不连
应的电路参数，可知连续和不连续的边界发生在ｕ。＝１５Ｖ，，ｏ
（＝，．）为０．２Ａ处；ＵＪＮ＝３０Ｖ，』。（＝，）为０．６Ａ处。
在电感电｜ｊｆｃ不连续模式下，要使低于边界值的输出电流值 改变，需要占奎比有较大改变。换句话说．就是功率变换电路 的增益突然变得极低，而且连续模式工作单极点特性的９ｉ３。相 位滞后消失不见，以致功率变换电路的增益变得平坦且与频率 无关。电流环则非常稳定，耐外部激励响应迟钝。
上两式相乘得电流环总的开环增益，令所得结果等于ｌ便
Ｂｈ‘如０
６
可解得回路增益的交越频率，ｃ，
丧Ｕ·２挠叽Ｌ·‰涨Ｒ…ｓ，…Ｊｃ＝丛。２ｚｃ２Ｕｏ柑＝嘉
‘ｈ
ｓ
２
如果电流放大器的增益由上述Ｃ阻【呻“限定的话，则交越频
Ｏ
率将不小于切换频率的六分之一。当输入电源ｕ－Ｎ为１５Ｖ，占
２０
４０ ｕ Ｓ∞ ６０
Ｂ０
８‰４
咻ｏ ６
４ｎ
传感电阻
月ｓ＝０．１ｎ
２
若功率变换电路的设计已经完成，现在需要以输出电流为 参考．设计电流放大器的补偿。ｃ。暂时不计，零点Ｒ。ｃ。远低
ｏ０２０源自４０ ｕ ＳＥＣ∞８０ｌＯＯ
于切换频率＝厂５附近放大器的增益为平坦，电流环只有一个电
图３降压型变换电路的波形和增益优化
感哼『起的有源极点。电感电流通过矗ｓ传感，电感电流及其锯 ＰＷＭ比较器输＾端的启动电压波形。注意到因为电流放大器的
电流环功率部分的小信号控制一输＾增益（电流放大器输 出处的ＵＣＡ与Ｒ。两端的电压“陆之比）为
Ⅱｍ ％凡２４２０ ｕ吼一以，ｓ工～， 式中除‰替代了ｕ。外．与降压型变换电路的结果亦基 本相同。以上两式相乘得到总的电流环增益，令其等于ｌ则可 解得交越频率＾：
坠Ｕ２ｓ巍矾Ｌ·％躐Ｒｓ吐～，“ｃ２＝”蠡
电流放大器按以上ＧｃＡｏ‘＾．ｘ）为极限时，电藏环的，ｃ固定在 六分之一＾（１６．７ＫＨｚ）处。与前例同样，误差放大器为平垣 增益的话，交越颁率处的相位窖限是９０＇，大于所必需，故在 二分之一最小交越频率（８．３３Ｋ１＿ｌｚ）处设置零点ｍｃ兄以．硒Ｋ／ｆ 的积分器增益提供低额提升。极点坼ｃ厅ｃ。，（ｃ庸＋Ｃ屈）设
ｊ
。ｒ……………～一……………一………。ｊ
ｌ。：
６；
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Ｕ ｒＩ＿１７０Ｖ ＵＦ３８０Ｖ ＰｌＦｌ０００Ｗ
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４Ｄ
５０
其ｊ汰暗波失血小了‘Ｏ．５％。图卜方波形表明在整个线电压周
期内功率开关和二极营的占空比，大电流时电感电流为连续， 功率圩关和二极管的占空比加起米高达１：但随着电流趋近于 过零点．如“Ｄｅａｄ＂ｌｉｍｅ”（死区时间）所示．工作变为不莲续， 注意到不连续工作模式下，功率开关的占空比变化并不很大 升压型和反微型变换电路处于电流不连续模式时，平均输人电 漉基本上以恒定不变的占空比跟磁输＾电源而变化：即使屯流