合肥工业大学 电力电子技术第十九讲第五章
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过调制VF来实现VD0导通占空比正弦化， 故ug是在uc＞ugr时有输出波形。
电
力
电
子
技
术
5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
u uc ugr a) O ug O uVF O iS t b) t Uo t c)
在控制电路中设臵按正弦绝对值规 律变化，并且与电路输入电压uS同 相位的给定电流iref，并使电感电 流iL围绕iref升降，则iL近似地按正 弦绝对值脉动，图5-32c为VF的漏 源极电压uVF的波形，当uVF =Uo时，
电
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技
术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
2
ua
ub
uc
ua
ub
iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
O
p
t t
id
O
iVT1 iVT2 iVT3
iVT3
图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
d) t
O
VF处于关断状态，电感L释放能量， iL下降；当uVF =0时，VF处于导通 状态，电感L储存能量，iL上升。 而由于iL=|iS|，可知输入电流iS近似
图5-32 含Boost APFC的PWM整流 电路在CCM模式下的工作波形
于正弦波，且与uS同相位，如图532d所示。
电
力
电
子
技
术
5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
电
uG O ud uG3
力
uG1 uG2
电
uG1 uG
子
uG3 uG1
技
uG2
术
uG3 uG1
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
t
ua ub uc ua
O ud
t
ua ub uc ua
O
t1
t2
t
O
t1
t2
t
a)
b)
图为三相半波有源逆变电路的逆变失败波形a)触发脉冲丢失 b)触发脉冲延迟 如图a所示，在ωt1时刻，触发电路应对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，则VT3导通 ，VT2关断，实现正常换流。若由于某种原因造成uG3丢失，则VT3无法导通，而 VT2继续导通到正半波。到ωt2时刻，由于此时ub＞ua，VT1虽然有触发脉冲uG1，但 承受反压而无法导通。输出电压ud为正值，和直流电动势同极性，造成短路。 在图b中，触发电路应在ωt1时刻对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，但是由于uG3延 迟到ωt2时刻才出现，这时ub＞uc，VT3承受反压无法导通，VT2继续导通到正半波 ，同样会造成逆变失败。
电
力
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技
术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
4）逆变角β太小 以上讨论是在忽略了交流侧电抗的情况下进行的。实际上由于交流侧 各相都有电抗存在，如变压器漏抗和线路电抗等，晶闸管的换相不能瞬时 完成，若换相的裕量角不足，也会引起换相失败。以三相半波电路来分析 重叠角对逆变电路换相的影响。
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
有大量的谐波电流（电网电压畸变，危害通信线路等）
电
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电
子
技
术
5.5 PWM整流电路
功率因数λ定义为有功功率P和视在功率S的比值：
P S
正弦电路功率因数是由电压和电流的相位差决定的：
cos
非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同， 功率因数仍按上式定义。 设正弦波电压有效值为U，电流有效值为I，基波电流有效 值及与电压的相位差分别为I1和1。这时有功功率为：
βmin一般取30 °-35 °。为保证β>βmin，还可在触发电路中附加 保护环节，保证触发脉冲不进入小于βmin的区域。
电
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技
术
5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
由于交流电能大多数来自公共电网，因而整流电路是公共电网与电 力电子装臵的接口电路，其性能将影响电网的运行和电能质量。在传
2
ua
ub
uc
ua
ub
iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
O
p
t t
id
O
iVT1 iVT2 iVT3
iVT3
图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
如图5-29所示，以VT3和VT1的换相过程来分析，当β＞γ时，经过换相
过程后，a相电压仍高于c相电压，所以换相结束时，晶闸管VT3因承 受反压而关断。
若β＜γ时，从图右下角的波形中可看到，换相尚未结束，电路的工作状
态到达自然换相点p点后，c相电压将高于a相电压，该通的晶闸管VT1 会关断，而应关断的晶闸管VT3不能关断，当c相电压进入正半周，就 会造成两个电源顺向串联，导致逆变失败。
电
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术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
实际工作中逆变时允许采用的最小逆变角β应等于βmin=δ+γ+θ′ 其中δ为晶闸管的关断时间tq折合的电角度，tq较大时可达200300ms，折算到电角度约为4 °-5 °。 γ为换相重叠角，其随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。 设计变流器时，重叠角可通过查阅相关手册得到。 θ′为安全裕量角，通常取10 ° ，用于防止触发脉冲的不对称。
统整流电路中，交流输入电压为正弦波，而输入电流却是非正弦波。
如目前应用于微机和家电的小容量开关电源普遍采用不控整流加电 容滤波的方案，如图5-30所示，只有整流桥输出电压高于电容电压时，
才会有输入电流，交流输入电流非正弦。
i , ud VD1 i 单相 交流 VD2 VD 4 VD 3 ud C R O 2 i ud
i , ud VD1 i 单相 交流 VD2 VD 4 VD 3 ud C R O 2 i ud
t
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5.5.1 传统整流电路存在的问题
小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变换电路以 实现网侧功率因数校正。因为采用有源（开关）器件，是一 种含有源功率因数校正环节的单相整流，简称为有源功率因 数校正（APFC）。 其将高频PWM DC/DC变换应用于单相整流，也是一种单相高频 PWM整流。缺点是电能单向流动。 PWM整流电路是采用PWM控制方式和全控型器件组成的整流电 路，它能在不同程度上解决传统整流电路存在的问题。把逆 变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电 路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正 弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWM 整流电路也称单位功率因数变流器。
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术
5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
1）CCM模式
u uc ugr a) O ug O uVF O iS t b) t Uo t c)
载波频率fC足够高，保证电感电流iL 连续，则udD=(uo- ud)(1-D) 式中D为VF导通占空比，则(1-D)为 二极管VD0的导通占空比，设为D0， 可推导出 D0=ud/uo=USm|sinωt|/Uo (5-6)
在Boost APFC条件下，D0必须按正弦绝
d)
对值变化，为此控制电路采用SPWM方 式，调制信号ugr=Ugm|sinωt|，如图5-32a 所示。图5-32b为对应的VF栅极驱动电
O
t
图5-32 含Boost APFC的PWM整 流电路在CCM模式下的工作波形
压ug的波形，需要注意的是，由于是通
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iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
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iVT1 iVT2 iVT3
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图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
电
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
设交流输入电压uS=USmsinωt，则 不控整流桥输出电压
L uL iL VD0 R3 VF R2 R5 C ＋ R4 R uo
ud=|uS|=USm|sinωt|。当VF导通时， ud通过VF和R5对L储能，C放电维
ud uS
R1
持负载电压uo，假定输出电容C足
2）DCM模式
i iL iLa Im
ILam
当电感L较小时，该电路也可按DCM 模式工作，即电感电流iL不连续，则iL 在每一载波周期Tc中均是零电流开通， 在交流输入每半个周期T/2内，控制电 路以恒定的载波频率fc和占空比D工作， 则每一载波周期Tc中的幅值为iLm：
如图5-31所示，交流输入电压经 二极管桥式不控整流后，再经过 DC／DC变换，通过相应的控制使 输入电流平均值自动跟随整流电 压基准值，可获得较高的网侧功 率因数，并保持输出电压稳定。 APFC电路有两个反馈控制环：输 入电流环使DC／DC变换器输入电 流为全波整流波形，并且与全波 整流电压波形相位相同；输出电 压环DC／DC变换器使输出端为一 个直流稳压源，达到直流电源的 稳压效果。
t
图5-30 不控整流电容滤波 电路和电压、电流波形
电
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5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
不控整流的直流输出电压只与交流输入电压有关但不能调控。 得到输出可控直流电压的方案之一：相控整流
单相相控整流电路输出电压波形脉动很大，需要很大的滤波
器才能得到平稳的直流电压 输出电压较低时电源功率因数低，交流电源输入电流中仍含
够大，则负载电压uo近似为一恒 定的值Uo。R5为大功率低阻值的
输入电 压检测
输 入 电 流 检 测
SPWM 比较器
高频三角 波发生器
输出电 压检测
电流 调节器
PWM 控制器 误差 放大器 Vref
高精度取样电阻，用于检测输入
电流。在VF导通期间，iL上升； 在VF关断期间，iL下降。
乘法器
电
力
电
O
Id -
反转逆变
+T
电网 电网 反组 -n 正组
电能 + U d
正组
M EM +
反组
电动运行
发电运行
两组变流器的反并联可逆线路
电
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术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
有源逆变正常运行时，外接的直流电源电压EM与逆变 电路输出的平均电压Ud极性相同，通常由于逆变回路 的内阻很小，所以外接直流电源电压EM基本由逆变电 路的输出平均电压Ud来平衡。 若逆变时出现逆变输出电压减小、变零、甚至与直流 电源顺极性串联等情况时，就会造成逆变回路过流， 造成器件和变压器损坏。这种情况称为逆变失败，也 称逆变颠覆。 造成逆变失败的原因主要在四个方面.
P=UI1cos1
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术
5.5 PWM整流电路
功率因数为：
P UI 1 cos 1 I 1 cos 1 cos 1 S UI I
基波因数——υ =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效 值之比 位移因数（基波功率因数）——cos1 整流器输入端功率因数与基波电流的相位移角有关，与 谐波电流的大小有关
电
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
L uL iL VD0 R3 VF R2 R5 C ＋ R4 R uo R1
ud uS
输入电 压检测
输 入 电 流 检 测
SPWM 比较器
高频三角 波发生器
输出电 压检测
电流 调节器
PWM 控制器 误差 放大器 Vref
乘法器
图5-31 含Boost APFC的PWM整流电路
电力电子技术
Power Electronics
电
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直流可逆电力拖动系统
a b c L M EM a b c
正组 +n
反组
正转逆变 Id + -
Id 正转整流 + -
EM 正组
+ M -
电能 U d
电网 电网 反组 正组
电能 U d
+ M EM 电动运行
反组
发电运行
-T
反转整流 Id EM M + 电能 Ud +
电
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术
5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
不控整流可以做到基波电流与交流电源电压基本相同，但仍含有谐
波分量 减小电源电流中的谐波电流，提高功率因数的措施：
附加无源滤波器（体积重量大难以得到高功率因数，与负载变
化及输入电压变化有关） 有源功率因数校正器 或高频PWM整流器
电
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术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
1）晶闸管本身的原因 晶闸管发生故障，不能正常导通和关断，会造成交流电源电压与直 流电动势顺向串联，造成逆变失败。
2）交流电源的原因
交流电源缺相或突然消失，此时交流侧由于失去与直流电动势极性 相反的交流电压，使直流电动势通过晶闸管形成电路短路。 3）触发电路的原因 触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，致 使晶闸管不能正常换相，使交流电源电压与直流电动势顺向串联， 形成短路。
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
u uc ugr a) O ug O uVF O iS t b) t Uo t c)
在控制电路中设臵按正弦绝对值规 律变化，并且与电路输入电压uS同 相位的给定电流iref，并使电感电 流iL围绕iref升降，则iL近似地按正 弦绝对值脉动，图5-32c为VF的漏 源极电压uVF的波形，当uVF =Uo时，
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
2
ua
ub
uc
ua
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iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
O
p
t t
id
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iVT1 iVT2 iVT3
iVT3
图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
d) t
O
VF处于关断状态，电感L释放能量， iL下降；当uVF =0时，VF处于导通 状态，电感L储存能量，iL上升。 而由于iL=|iS|，可知输入电流iS近似
图5-32 含Boost APFC的PWM整流 电路在CCM模式下的工作波形
于正弦波，且与uS同相位，如图532d所示。
电
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
电
uG O ud uG3
力
uG1 uG2
电
uG1 uG
子
uG3 uG1
技
uG2
术
uG3 uG1
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
t
ua ub uc ua
O ud
t
ua ub uc ua
O
t1
t2
t
O
t1
t2
t
a)
b)
图为三相半波有源逆变电路的逆变失败波形a)触发脉冲丢失 b)触发脉冲延迟 如图a所示，在ωt1时刻，触发电路应对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，则VT3导通 ，VT2关断，实现正常换流。若由于某种原因造成uG3丢失，则VT3无法导通，而 VT2继续导通到正半波。到ωt2时刻，由于此时ub＞ua，VT1虽然有触发脉冲uG1，但 承受反压而无法导通。输出电压ud为正值，和直流电动势同极性，造成短路。 在图b中，触发电路应在ωt1时刻对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，但是由于uG3延 迟到ωt2时刻才出现，这时ub＞uc，VT3承受反压无法导通，VT2继续导通到正半波 ，同样会造成逆变失败。
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
4）逆变角β太小 以上讨论是在忽略了交流侧电抗的情况下进行的。实际上由于交流侧 各相都有电抗存在，如变压器漏抗和线路电抗等，晶闸管的换相不能瞬时 完成，若换相的裕量角不足，也会引起换相失败。以三相半波电路来分析 重叠角对逆变电路换相的影响。
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
有大量的谐波电流（电网电压畸变，危害通信线路等）
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5.5 PWM整流电路
功率因数λ定义为有功功率P和视在功率S的比值：
P S
正弦电路功率因数是由电压和电流的相位差决定的：
cos
非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同， 功率因数仍按上式定义。 设正弦波电压有效值为U，电流有效值为I，基波电流有效 值及与电压的相位差分别为I1和1。这时有功功率为：
βmin一般取30 °-35 °。为保证β>βmin，还可在触发电路中附加 保护环节，保证触发脉冲不进入小于βmin的区域。
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5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
由于交流电能大多数来自公共电网，因而整流电路是公共电网与电 力电子装臵的接口电路，其性能将影响电网的运行和电能质量。在传
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iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
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iVT1 iVT2 iVT3
iVT3
图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
如图5-29所示，以VT3和VT1的换相过程来分析，当β＞γ时，经过换相
过程后，a相电压仍高于c相电压，所以换相结束时，晶闸管VT3因承 受反压而关断。
若β＜γ时，从图右下角的波形中可看到，换相尚未结束，电路的工作状
态到达自然换相点p点后，c相电压将高于a相电压，该通的晶闸管VT1 会关断，而应关断的晶闸管VT3不能关断，当c相电压进入正半周，就 会造成两个电源顺向串联，导致逆变失败。
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
实际工作中逆变时允许采用的最小逆变角β应等于βmin=δ+γ+θ′ 其中δ为晶闸管的关断时间tq折合的电角度，tq较大时可达200300ms，折算到电角度约为4 °-5 °。 γ为换相重叠角，其随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。 设计变流器时，重叠角可通过查阅相关手册得到。 θ′为安全裕量角，通常取10 ° ，用于防止触发脉冲的不对称。
统整流电路中，交流输入电压为正弦波，而输入电流却是非正弦波。
如目前应用于微机和家电的小容量开关电源普遍采用不控整流加电 容滤波的方案，如图5-30所示，只有整流桥输出电压高于电容电压时，
才会有输入电流，交流输入电流非正弦。
i , ud VD1 i 单相 交流 VD2 VD 4 VD 3 ud C R O 2 i ud
i , ud VD1 i 单相 交流 VD2 VD 4 VD 3 ud C R O 2 i ud
t
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5.5.1 传统整流电路存在的问题
小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变换电路以 实现网侧功率因数校正。因为采用有源（开关）器件，是一 种含有源功率因数校正环节的单相整流，简称为有源功率因 数校正（APFC）。 其将高频PWM DC/DC变换应用于单相整流，也是一种单相高频 PWM整流。缺点是电能单向流动。 PWM整流电路是采用PWM控制方式和全控型器件组成的整流电 路，它能在不同程度上解决传统整流电路存在的问题。把逆 变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电 路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正 弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWM 整流电路也称单位功率因数变流器。
子
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
1）CCM模式
u uc ugr a) O ug O uVF O iS t b) t Uo t c)
载波频率fC足够高，保证电感电流iL 连续，则udD=(uo- ud)(1-D) 式中D为VF导通占空比，则(1-D)为 二极管VD0的导通占空比，设为D0， 可推导出 D0=ud/uo=USm|sinωt|/Uo (5-6)
在Boost APFC条件下，D0必须按正弦绝
d)
对值变化，为此控制电路采用SPWM方 式，调制信号ugr=Ugm|sinωt|，如图5-32a 所示。图5-32b为对应的VF栅极驱动电
O
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图5-32 含Boost APFC的PWM整 流电路在CCM模式下的工作波形
压ug的波形，需要注意的是，由于是通
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iVT1 iVT2 iVT3
L id ud M + EM
LB VT 3
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iVT1 iVT2 iVT3
iVT3
图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
ud a b c 0 LB VT 1 LB VT
电
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
设交流输入电压uS=USmsinωt，则 不控整流桥输出电压
L uL iL VD0 R3 VF R2 R5 C ＋ R4 R uo
ud=|uS|=USm|sinωt|。当VF导通时， ud通过VF和R5对L储能，C放电维
ud uS
R1
持负载电压uo，假定输出电容C足
2）DCM模式
i iL iLa Im
ILam
当电感L较小时，该电路也可按DCM 模式工作，即电感电流iL不连续，则iL 在每一载波周期Tc中均是零电流开通， 在交流输入每半个周期T/2内，控制电 路以恒定的载波频率fc和占空比D工作， 则每一载波周期Tc中的幅值为iLm：
如图5-31所示，交流输入电压经 二极管桥式不控整流后，再经过 DC／DC变换，通过相应的控制使 输入电流平均值自动跟随整流电 压基准值，可获得较高的网侧功 率因数，并保持输出电压稳定。 APFC电路有两个反馈控制环：输 入电流环使DC／DC变换器输入电 流为全波整流波形，并且与全波 整流电压波形相位相同；输出电 压环DC／DC变换器使输出端为一 个直流稳压源，达到直流电源的 稳压效果。
t
图5-30 不控整流电容滤波 电路和电压、电流波形
电
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5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
不控整流的直流输出电压只与交流输入电压有关但不能调控。 得到输出可控直流电压的方案之一：相控整流
单相相控整流电路输出电压波形脉动很大，需要很大的滤波
器才能得到平稳的直流电压 输出电压较低时电源功率因数低，交流电源输入电流中仍含
够大，则负载电压uo近似为一恒 定的值Uo。R5为大功率低阻值的
输入电 压检测
输 入 电 流 检 测
SPWM 比较器
高频三角 波发生器
输出电 压检测
电流 调节器
PWM 控制器 误差 放大器 Vref
高精度取样电阻，用于检测输入
电流。在VF导通期间，iL上升； 在VF关断期间，iL下降。
乘法器
电
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Id -
反转逆变
+T
电网 电网 反组 -n 正组
电能 + U d
正组
M EM +
反组
电动运行
发电运行
两组变流器的反并联可逆线路
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5.4.2 逆变失败与最小逆变角
有源逆变正常运行时，外接的直流电源电压EM与逆变 电路输出的平均电压Ud极性相同，通常由于逆变回路 的内阻很小，所以外接直流电源电压EM基本由逆变电 路的输出平均电压Ud来平衡。 若逆变时出现逆变输出电压减小、变零、甚至与直流 电源顺极性串联等情况时，就会造成逆变回路过流， 造成器件和变压器损坏。这种情况称为逆变失败，也 称逆变颠覆。 造成逆变失败的原因主要在四个方面.
P=UI1cos1
电
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技
术
5.5 PWM整流电路
功率因数为：
P UI 1 cos 1 I 1 cos 1 cos 1 S UI I
基波因数——υ =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效 值之比 位移因数（基波功率因数）——cos1 整流器输入端功率因数与基波电流的相位移角有关，与 谐波电流的大小有关
电
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5.5.2 电压型单相单管PWM整流电路
L uL iL VD0 R3 VF R2 R5 C ＋ R4 R uo R1
ud uS
输入电 压检测
输 入 电 流 检 测
SPWM 比较器
高频三角 波发生器
输出电 压检测
电流 调节器
PWM 控制器 误差 放大器 Vref
乘法器
图5-31 含Boost APFC的PWM整流电路
电力电子技术
Power Electronics
电
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直流可逆电力拖动系统
a b c L M EM a b c
正组 +n
反组
正转逆变 Id + -
Id 正转整流 + -
EM 正组
+ M -
电能 U d
电网 电网 反组 正组
电能 U d
+ M EM 电动运行
反组
发电运行
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反转整流 Id EM M + 电能 Ud +
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技
术
5.5 PWM整流电路
5.5.1 传统整流电路存在的问题
不控整流可以做到基波电流与交流电源电压基本相同，但仍含有谐
波分量 减小电源电流中的谐波电流，提高功率因数的措施：
附加无源滤波器（体积重量大难以得到高功率因数，与负载变
化及输入电压变化有关） 有源功率因数校正器 或高频PWM整流器
电
力
电
子
技
术
5.4.2 逆变失败与最小逆变角
1）晶闸管本身的原因 晶闸管发生故障，不能正常导通和关断，会造成交流电源电压与直 流电动势顺向串联，造成逆变失败。
2）交流电源的原因
交流电源缺相或突然消失，此时交流侧由于失去与直流电动势极性 相反的交流电压，使直流电动势通过晶闸管形成电路短路。 3）触发电路的原因 触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，致 使晶闸管不能正常换相，使交流电源电压与直流电动势顺向串联， 形成短路。