RCC电源设计原理

第二章：设计原理
目前市场上流通的手机充电器外观五花八门，但是原理却相同，国产充电器一般来说都没有光藕作为稳压反馈，因此输出功率和整机效率较低，可靠性能较差，一般都过不了3C 认证，EMI，EMC都会存在一些问题。

本章所讲的原理可以制作所有手机充电器，只要变动几个参数即可，原理一样，BOM不同，下面开始讲述其原理。

原理图如下：
原理说明：
自激反激式电源较为传统的为RCC模式，特点就是成本较低，易于生产，变换的实现主要靠开关变压器的初级和辅助绕组形成电感式振荡器来完成，PWM波形没有它激式规则，输出纹波比一般的正激式的偏高，输出绕组既做储能电感，又作滤波电感用，因此单端反激式变换器不需要输出电感，设计结构比较简单，易于大批量生产。

R1为保险丝电阻，这种电阻与普通电阻和保险丝在制作工艺上有较大区别，其取值与R6，变压器和开关管有关，R6为限流保护电阻，保护开关管Q1，计算方法为：我们通过对变压器的设计知道流过变压器的电流的大小Ip（请参考网站上的变压器设计公式），这个值的大小与开关管的Ic是一样的，如果开关管容许的最大电流为Ic（Ip）=100mA（初学者可以根据开关管的参数表进行确定），那么R6= 0.7V/Ic=0.7/0.1=7欧姆，取标准值6.8欧姆，如果IcMAX=100 mA，那么，R1上的电流值一般取3-5倍的Ic，在此取500 mA，电阻的额定功率为0.5W，那么R1= P/（I*I）=0.5/（0.5*0.5）=2欧姆。

说明：如果是保险丝，电阻值可以不必计算。

D1,D2,D3,D4有些手机充电器厂家为了节约成本，将此电路用一只二极管进行整流，优点是成本低，缺点就是带载能力差，输入电压适应范围小，输出纹波和噪声较大，其参数确定为：二极管耐电流为Ic（Ip）的3-5倍，反向击穿电压为输入整流后的直流电压Vindc的3-5倍，通常使用1N4007即可，如输入电流Ic（Ip）较大，可以选用电器参数更加高的二极管桥堆。

C1为稳压电容电容越大，输出文波越小，稳压效果越好，但是成本就越高，此
电容与R1也有一定的关系，如果太大，启动时R1的流动电流就会越大，整机浪涌电流就会越大，如选型不对，会造成开机烧保险丝电阻，C1选型与输出功率及负荷维持时间有关，计算如下：
C1=2*Pin*(0.25+cycle+asin(V op/Vrpeak)/6.2832)/fin/(Vrpeak^2-Vop^2)
此公式较为复杂，我还是做一个说明：公式中的cycle 为掉电周期，也就是当输入电压断电时，要输出维持一定的时间，这个时间即为cycle ，Pin 为输入功率，它是输出功率和效率的比值，Vop 为最小输入直流电压，Vrpeak 为输入直流电压，是输入交流电压的1.414倍，Vrpeak=VinAC*1.414，fin 为开关频率，asin 为三角正玄函数的反函数，V op^表示平方计算。

Q2是开关管，具体的选定要根据整机输出功率才能决定，集电极电流与下面的公式有关：
ηO IN p P V k i ∙⨯=11
K 是比例系数，通常取4，Vin 为输入最小电压，η为整机效率，通常取0.7，Po 为输出功率，通过上面的计算就可以得出集电极电流I1p 的大小，开关管的耐压通常取2-3倍的VINmax 即可。

额定功率的计算在此不作讲述，请参考外单充电器的设计。

C3，R7，D5是尖峰逆制电路，主要是将开关管截止时的能量返回给初级输入端，从而降低开关的工作温度和尖峰电压，此电路另外一个作用就是可以减小EMI 的干扰，R7大小要根据实际情况进行确定，取值大小要根据变压器的参数进行调整。

经验值为R7=30-150K/0.5W ，C3=1000-4700P ，二极管D5为FR102或1N4007G 即可。

R3是启动电阻，开机时，此电阻将拉电流注入开关基极，慢慢启动开关电路，使开关管导通，电阻值的大小对整机短路电流和功耗有较大影响，电阻越大，功耗和短路电流就会越小，但是电阻值太大也会造成启动困难，因此选值时也要根据实际情况进行确定，经验值一般为：330K-6M 。

R8是驱动电阻，在R3启动过程中，驱动电阻就开始有电流流动，从而加速开关管的导通，C2是加速电容，启动初期，R8对其充电，随着时间的变化，C2慢慢被充饱而截止，C2的选值与开关管的节电容有关，通常不能太大，参考值为开关管节电容的2-5倍，R3的计算较为复杂，下面我们重点来讨论一下：
Q2进入ON 状态，输入电压IN V 将加在变压器的初级绕组P N 上。

由匝数比可知，辅助线圈B N 上产生的电压B V 为：
()IN P B B V N N V /=
该电压与Q2导通极性相同，因此B V 将维持Q2的导通状态，此时基极电B I 是连续的稳定电流。

设晶体管Q2的基极-发射极间的电压为1BE V ，二极管D6的正向电压为V6，则Ib 可表示为：
()()816/R V V V N N Ib BE IN P B +-=
但是， Q2的集电极电流C I 为一次单次函数，经过某一时间on t 后达后C I ，集电极电流与直流电流放大倍数FE h 之间将呈现如下关系：
()B C FE I I h /≤
即在上述公式成立的条件下Q2才能维持ON 状态。

在基极电流不足的区域，集电极电压由饱和区域向不饱和区域的转移。

于是，P N 线圈的电压下降，导致B N 线圈的感应电压也随之降低，基极电流Ib 进一步减小。

因此，2Q 的基极电流不足状态不断加深，Q2迅速转移至OFF 状态。

如果晶体管处于OFF 状态，变压器各个绕组将产生反向电动势，次级S N 绕组使D7导通，电流2i 流过负载，经过某一时间off t 后，变压器能量释放完毕，电流2i 变为0。

但是，此时在S N 绕组中还有极少量的残留能量，这部分能量再一次返回，使基极绕组B N 产生电压，1r T 再次ON ，晶体管继续重复前面的开关动作。

上面介绍的动作过程是输出电压进入稳定动作之前的初始状态。

需要注意的是，在该电路中开关晶体管基极的驱动条件极为重要。

例如，输入电压IN V 上升，Ib 也增加，在集电极电流C I 达到一定程度后Q2才能导通，因此应该延长晶体管的ON 时间on t ，否则的话，输入电压下降，无法产生集电极电流C I 。

此外，在确定基极电阻时还要考虑晶体管的电流放大系数FE h 的离散性，应按照最低输入电压下仍能保证足够基极电流的条件来确定基极电阻R8。

此时，如何确定基极线圈B N 匝数是一个问题。

若晶体Q2 OFF ，在发射极→基极之间加有反向电压，但它不能超过晶体管的额定值EB V ，设次级输出电压为O V ，则有 F O EB S B V V V N N +<(max)
相对于由该条件求出的电阻R8，若考虑输入电压处于工作范围上限的情况，那么前面式子中的Ib 与IN V 将不再成正比关系。

即由于电路包含二极管的正向电压降F V 及晶体管的BE V ，基极电流的最大值(max)B I 远大于IN V 的变化率，此时R8的功率损耗不可小视。

R8为电阻负载，流过它的电流为方波，因此，R8损耗的有效值PR8为： 8(max)82R T t I P on
b R ∙∙=
式中：T 为开关周期；on t 为晶体管的ON 时间。

实际的设计中，损耗RB P 相当大，是不能忽略的，它也是整个转换效率低下的主要原因。

Q1为保护关断晶体管，当输出电压过高或者开关管电流超出设定值时，Q1导通，导致开关管关断，从而保护开关管和控制输出电压，因此R8为开关管提供驱动电流，Q1为开关管的关断提供下拉电流。

D6为整流二极管，通常小功率的电源充电器或者适配器可以采用1N4148即可，如说出功率较大或者有音频噪声，可以使用FR107进行改善，D6的作用是为输出电压提供参考电源，C4是稳压电容，其电压值与输出电压成正比关系，R6为微调电阻，当输出电压太高或者太低，可以调整此电阻的值来调整输出电压。

D8，R5为核心稳压元件，当输出电压升高，C4电容上的电压也会升高，当C4电压值超过D8的稳压值（Z8+0.7V ）时，D8击穿，Q1导通，开关管关断，输出电压降低，从而达到稳压效果。

输出电路较为简单，在此不再累述，下面我来讲一下整机工作的频率及占空比的计算。

许多初学者认为开关频率与元件R8，C2有直接的关系，这其实事实错误的，RCC 开关电源的频率与变压器的电感和输出功率有最直接的关系，R8，C2对频率有影响，但是影响较小，只能起微调的作用，那么，整机占空比和开关频率到底怎样计算呢？
占空比的计算：
理解占空比的概念虽然有点难度，但是为了更好地掌握RCC 方式的工作原理，下面来推导推振荡占空比D 的计算公式。

设流过初级绕组P N 的电流为1i ，变压器的电感为P L ，则有 t L V i P
∙=11 当on t t =时，电流取得最大值P i 1： on P
P t L V i ∙=11 再由变压器的基本原理， 次级电流从P i 2开始以S L V /2的比率减小，因而，求得其瞬间值为： t L V i i S P ∙-=222 t L V t L V N N S on P S P ∙-∙∙=21
这里RCC 方式的初始条件为：off t t =、02=i ，则有
021=∙-∙∙off S
on P S P t L V t L V N N 将P i 1式中的on t 代入上式，求得off t 为： P P P S P off i V L L V N N t 111∙∙∙= P S S P i V L N N 12
∙∙= 于是，求得占空比D 为： off on on t t t D +=
P
S S P P P P P i V L N N i V L i V L 121111)/()/()/()/(∙∙+∙∙=
S P P L V L V L V 122(+∙∙=
将
)(1sat CE IN V V V -=
F V V V +=02 代入下式，得到更为实用的公式，即 S
sat CE IN P F O P F O L V V L V V L V V D )()()()(-++∙+= 振荡频率计算 下面求振荡频率。

由变压器初级、次级功率相等的条件得到 221)2/1(V I f i L O P P
∙=∙∙ 由上式，求得p i 1为： f L V I i P O P ∙∙=2
12
将上式变形，求得振荡频率f 为： off on t t f +=1 P S P P i V L i V L 2211)/()/(1∙+∙=
P
S P S P P i N N V L i V L 1211)/)(/()/(1+=
将P i 1代入上式整理，得 )2(221122222
21V L L L V V V L I V V f S S P P O +∙+∙= 2122121⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+∙∙=S P O
L V L V V V I 振荡工作状态小结
从上述占空比及振荡频率的公式，可以进一步了解RCC 方式的基本工作原理：
（1）占空比D 与输入电压成反比，即随输入电压的增加，on t 缩短，而off t 不变；
（2）负载电流对占空比无影响；
（3）占空比D 随变压器初级线圈电感P L 的增大而增加，而随次级电感S L 的增加而减小；
（4）振荡频率f 随输入电压的升高而上升，与负载电流O I 成反比；
（5）振荡频率f 随P L 、S L 的增加而降低。