双向储能系统DCDC变换器设计
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双向储能系统DC/DC 变换器设计
本报告设计了双向储能系统DC-DC 变换器,并基于计算机仿真PSCAD 软件进行了仿真,器变换器拓扑如图1(a)所示,其中左侧为低压侧,接储能电池,右侧为高压侧,接负载与分布式电源,变换器电感为5mH ,高压侧稳压电容为3000μf,开关频率为6000Hz 。变换器控制策略采用双闭环定电压控制,外环为电压环,环为电流环,从而起到稳定高压侧电压的作用,如图1(b)所示。
图1(a) 变换器拓扑
图1(b) 变换器控制策略
1 低压侧:V dc :35-50V ;电流纹波<3%(满载充电工况下)
由于锂离子电池电压会随着SOC 波动,其波动围为35-50V ,因此首先需要对锂离子电池进行建模。查阅文献可知,可使用单变量函数描述锂离子电池SOC 与电池端电压之间的关系。由于当SOC 为0时,电池端电压为35V ;当SOC 为1时,电池端电压为50V ,因此利用典型的单变量函数可以得到本文中锂离子电池的数学模型,即
3523out 10.345( 1.031 3.6850.2156
0.11780.3201)7.544SOC u e SOC SOC SOC -=-++-++ (1) 根据模型可以得到PSCAD 锂离子电池模型如图2所示。仿真可得其SOC-电压特性曲线如图3所示。
图2 PSCAD 锂离子电池模型
图3 锂离子电池SOC-电压特性曲线
由按秒特性原理,可知电流纹波与高低压侧电压及电感有关,可以得到稳态下的电感电流纹波为
in in out in out in in L out (1)()222u u T u u u u u dT i T L L u L
--∆=== (2) 其中u in 为低压侧输入电压,u out 为高压侧输出电压,T 为开关周期,L 为电感满载时电流最大值为
max 1000W 28.57A 35V
i == (3) 因此有
in out in out ()28.570.030.8571A 2u u u T u L
-≤⨯= (4) 由(2)可知当u in 最小时,电流纹波有最大值,u in =35V 代入可得
0.0031L ≥H (5)
因此L 取5mH 可以满足要求,其电流纹波的仿真波形如图4所示,可以看出电流纹波不到0.7A ,满足要求。
图4 电感电流纹波
2 高压侧:V dc:400V;电压纹波<2%(满在放电工况下)
直流母线电容有滤波和稳压功能,根据参考文献中实际工程的经验值,取稳压电容为1000μf,其高压侧稳压电容纹波如图5所示,可以看出母线电压纹波约为0.15V,占比约为0.0375%,完全满足要求。
图5 高压侧直流母线电压纹波
3 输出功率1kW;
当高压侧负载为1kW时,输出功率如图6所示,高压侧电压如图7所示,电池电压如图8所示,电池输出电流如图9所示,电池SOC如图10所示。可以看出虽然电池电压随着SOC 的下降而下降,但是高压侧电压始终保持稳定,电池测电流会随着电池端电压的下降而上升以维持输出侧功率稳定。
图6 输出功率
图7 高压侧电压
图8 电池电压
图9 电池输出电流
图10 电池SOC波形
4 效率:(充放电模式下)满载时>96%;50%负载时>94%;25%负载时>92%
当变换器工作在放电模式下时,放电功率最初为250W,5s时刻变为500W,7s时刻变为1000W,如图11所示,其效率如图12所示,可以看出在放电模式下,效率满足要求。
当变换器工作在充电模式下时,放电功率最初为250W,5s时刻变为500W,7s时刻变为1000W,如图13所示,其效率如图14所示,可以看出在充电模式下,效率满足要求。
图11 放电时的效率变化
图12 放电时的效率变化
图13 充电时的效率变化
图14 充电时的效率变化
5 若想提高变换器功率密度,在设计时应考虑哪些因素?
1 首先合理的布局是减小体积最有效的方式,主电路、控制电路、散射系统等合理布局,甚
至控制单路PCB板的最优设计,可以最大程度的利用有限空间,可以减少变换器的体积,从而提高其功率密度;
2 散热系统的设计也非常关键,因为变换器部温度越高,效率越低,输出的功率也越低,从而导致功率密度的降低;
3 在满足相应指标的基础上,尽可能采用更小的电感、电容,以及容量更小电力电子开关元件,从而降低体积,提高功率密度;
4 将桥壁多重化,如现有的三相交错DC/DC变换器,多重桥壁可共享输入、输出侧电容、断路器、接触器等原件,且多重化可降低总的电流纹波比率,对电容值要求更低,使其体积更小,从而可大大提高功率密度;
5 对于带高频变压器的隔离型DC/DC变换器,提高开关频率可以大大减少高频变压器的体积,并有利于降低稳压电容值即减少电容体积,从而提高功率密度。
附:PSCAD模型整体布局如图15所示。
图15 PSCAD模型整体布局