超声波换能器的匹配设计

超声波换能器的匹配设计

一、匹配概述

超声波发生器与换能器匹配包括两个方面，一是通过匹配使发生器向换能器输出额定的电功率，这是由于发生器需要一个最佳的负载才能输出额定功率所致，把换能器的阻抗变换成最佳负载，也即阻抗变换作用；二是通过匹配使发生器输出效率最高，这是由于换能器有静电抗的原因，造成工作频率上的输出电压和电流有一定相位差，从而使输出功率得不到期望的最大输出，使发生器输出效率降低，因此在发生器输出端并上或串上一个相反的抗，使发生器负载为纯电阻，也即调谐作用。由此可见匹配的好坏直接影响着功率超声源的产生和效率。二、阻抗匹配

为了使功率放大器输出额定功率最大；在电源电压给定条件下主要取决于负载阻抗。一般在D类开关型功放中其发生器变压器初级等效负载Rl'上的输出功率表达式为：

式中，V Am为等效负载上的基波幅度；

vcc为电源电压；vces为功放管饱和压降，故

为了保证系统有一定功率余量(因输出变压器，末级匹配回路及晶体管损耗电阻都有损耗，po' 需要乘上一个约等于1．4—1．5的系数。即输出功率po为1．5Po'；

从上式可知，在电源电压给定之后，输出功率的大小取决于等效负载RL’。目前大多数功率超声发生器的负载为压电型换能器，其阻抗约为几十欧姆至几百欧姆间，为了要达到要求的额定功率，因此需要对换能器负载RL进行阻抗变换。由高阻抗变换为低阻抗。一般常用的方法，通过输出变压器的初次级线圈的匝数

比进行变换。变压器次初级匝数比为n／m，则输出功率PO时的初级电阻

举例：要求一发生器输出在换能器上的功率为1000W，设直流电VCC为220V，VCES=10V，功率应留有一定余量，则PO=1.5PO'=1500W。则变压器初级的

6.5Ω

若换能器谐振时等效电阻RL＝200Ω，则输出变压器次级／初级圈数比

以上称谓阻抗变换，是通过输出变压器实行的。

输出变压器是超声波发生器阻抗匹配、传输功率的重要部件，它的设计与绕制工艺对发生器的工作安全是十分重要的。它不仅会以漏感、励磁电流等方式影响电路的工作，其漏感还是形成输出电压尖峰的主要原因。为此，在设计时，应选取具有高磁通密度B，高导磁率μ，高电阻率ρc和低矫顽力Hc的高饱和材料作铁芯。一般在防止高频变压器的瞬态饱和时，在设计时要注意如下几点：1．工作磁通密度B的选取

铁芯材料的磁感应增量ΔB愈大，所需线圈匝数愈少，直流电阻R也愈小，从而线圈的铜损Pm也愈小。ΔB取得高时，传输的脉冲前沿就愈陡。因此，在设计变压器时，选取高磁通密度的材料作铁芯，这对降低变压器的损耗、减小体积和重量都是很有利的。为了避免在稳态或过渡过程中发生饱和，一般选取工作磁通密度B≤Bs／3为宜，这里Bs为磁芯的最大和磁通密度。

2.要保证初级电感量足够大

一般要求变压器初级阻抗应满足下式关系：WLl≥15RL'，其中RL' 为次级负载所算到初级边的等效电阻值，WLl为初级电感感抗，若初级电感量太小，励

磁电流将比较大，励磁电流过大，变压器的损耗将增加，温升随之增高，从而降低Bs，使变压器进入饱和的可能性增大。

3．要考虑“集肤效应”的影响

在高频工作时，流过导线的电流会产生“集肤效应”。这相当于减少了导线有效截面积，增加了导线的电阻，从而引起导线的压降增大，导致变压器温度升高，结果增大了变压器进入饱和的危险性，建议采用小直径的多股导线并绕的方法。

三、调谐匹配

由于压电换能器有静电容Co，磁致伸缩换能器有静电感LO，在换能器谐振状态时，换能器上的电压VRL与电流IRL间存在着一相位角φ，其输出功率PO ＝VRLIRLcosφ。由于φ的存在，输出功率达不到最大值。只有当φ=0时，输出功率达最大值。因此为了使换能器上电压VRL与电流IRL同相(φ=0)，则必须在换能器上，并上或串上一个相抵消的抗。对于压电换能器而言，即并上或串上一个电感L0即可，而磁致伸缩换能器应并上或串上一个电容C0。

压电换能器的阻抗或导纳等效电路如图1．52所示。

在等效电路图中

式中R'(f)，X'(f)为串联电阻和电抗；R(f)，G(f)，B(f)为并联电阻、电导和电纳。它们都是频率的函数。并联调谐和串联调谐电感量由下式确定：

下面我们比较一下两种调谐的差异

图1-53，1-54是一种换能器两种调谐计算曲线，由计算表明，

1.由于换能器的串联电抗比并联电抗小，故有L串

2.并联调谐不改变换能器并联电导响应，而串联调谐后电导响应呈双峰，

导纳圆图为二个重叠的圆。

3.串联调谐的有功阻比并联调谐后有功阻小，即串联调谐可获得相对低的

输入电阻。

4.从串、并联调谐的输入相角过零点情况看，作为宽带特性并联调谐优于

串联调谐。

5.目前在功率超声中用串联调谐较多，除上述串联的特性外，还有当换能

器负载有短路现象时，因串联调谐有电感串在发生器输出回路中，不会

使功放负载造成完全短路。在实际匹配电路调节中，有时要稍调获感性

负载为好，对功放电路有利，有的末极功放发射极上串上一小电感可能

也有好处。前面也曾提到，作为电压开关的D类功放，容性负载造成对

高次谐波的短路作用，会给开关带来危险。但也要注意感性负载会使管

子反峰电压增加。

四、关于匹配电感的设计

匹配电感通常就是铁蕊线圈的电感，其电感量可按下式计算。

式中ω为线圈匝数，Sc为铁芯有效截面积(cm2)；lc铁芯平均磁路长度(cm)；μe铁芯有效磁导率，

式中，μ~铁芯磁导率,lg铁芯中非磁致间隙长度(cm)；因为lg/lc〉〉1／μ~,故所以

由此可见电感L与间隙lg近似成反比，调节lg间隙即可调节LO。

设计电感有以下几个步骤；

(1) 按ωs c选铁芯

式中V为输出电压有效值(V)；f为工作频率(Hz)；B为铁芯磁感应强度。

一般选MXO一2000E型磁芯较多，匝数计算如下；

(2)计算磁芯间隙lg

(3)确定导线

考虑到高次谐波和超声频率较高，顺计及高频电流的邻近效应和集肤效应的因素。当f>10kHz时由邻近效应引起的交流电阻R~约为其直流电阻Rd的2—10倍，铜耗pr也要比直流铜耗Pro增大同样倍数。令增大倍数为k，则：Pr=kPro

因此，为维持电感线圈的正常升温，电流密度必须按照常规允许值的1／k-1来选择。

关于集肤效应，常用高频电流的穿透深度B来表示：

式中，μ为导线磁导率，r为导线电导率。

为减少集肤效应的影响，所选导线直径D必须小于两倍穿透深度B，否则采用扁平线或者高频线。

在功率超声中其频率为15-40千赫的匹配电感导线可以采用多股塑胶线，一般问题不大。

匹配电感连续工作8小时如果温升正常，则表明设计是成功的。