6第四章 DC-DC变换器的电流控制方式

稳态波形
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
加入斜坡补偿后，减轻了噪音产生的扰动： 由于增益降低，因此同样的控制电流输入扰动
PC&C
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
引入斜坡补偿后的稳定性分析：
PC&C
扰动前
i'c (DTs ) I L0 m1DTs
扰动后
产生的占空比扰动相对要小。
斜坡补偿
扰动后波形
稳态波形
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
包含电压外环的峰值电流控制系统框图：
PC&C
开关器件 电流
斜坡补偿
比较器
触发器
控制输入
峰值电流控制器
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
引入斜坡补偿后的稳态电感电流波形：
PC&C
4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
D=1/3时，系统稳定运行
PC&C
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
Buck变换器
PC&C
引入斜坡补偿消除次谐波振荡： Q1关断条件变为：
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
稳态下：
经过阶段I：
PC&C
可得占空比d：
经过阶段II：
可得稳态下：
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开关变换器
峰值电流 控制器
变换器 电压电流 反馈
调节器
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
忽略电感电流开关纹波和斜坡补偿对系统的影响，则会有：
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4.1 简介
2. 平均电流控制
L iL Vg d Rs PWM vca 电流控 制器 C R
＋
v H(s)
－
vRs
－ ＋
vo vcp 电压控 制器
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
PC&C
当 当
因此，稳定条件为：
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
例：D=0.6时，不稳定运行
PC&C
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如果取为a为特征值: 当 当
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
m2 ma a m1 ma
特征值a可写为： 可见： 为保证系统稳定，需要|a|<1；
假设初始条件为零状态，进行Laplace变换，可得：
PC&C
由假设条件： 带入电感公式，解得占空比关系式，由于此时控制输入为ic，因此占空比只是一个 中间变量。
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PC&C
当变换器处于CCM模式且稳定时，由于开关纹波很小且斜坡补偿幅值也很小， 因此该等效精确度很高。 扰动量同时成立：
基于该假设，由于电感电流不再是一个独立的状态变量，在小信号传递函数中， 它不再会产生一个极点，从而系统将简化为一阶系统。
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－ ＋
Vref
在平均电流控制中，通常选取电感电流作为反馈信号，由于电感电流中含有大量的 纹波及开关谐波，通常采用串联电阻或霍尔电流传感器。
iL
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vcp Rs
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
PC&C
由以上已知的Buck-Boost小信号交流模型，可得到占空比控制的数学模型：
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
调节器
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4.1 简介
峰值电流控制特点：
PC&C
动态特性简单可控，电感极点转移至高频段； 输出电压控制精度提高，具有大的相角裕度，无需采用超前 补偿网络； 必须采集半导体器件的电流信号，该信号还可作为过流保护 输入得到更好的控制性能； 通过对峰值电流的控制输入ic(t)的调节，便可限制开关器件的 最大峰值电流； 桥式、推挽式变换器中常见的变压器磁饱和问题得到解决； 具有对噪声敏感的缺点。
4.1 简介
平均电流控制的特点：
PC&C
该模式实际上就是我们常说的双环控制系统； 引入电流反馈，可以提高系统的稳态和动态性能。任何一种扰动，都会 形成同步的电感电流变化，这样就可以通过电流传感器使电流内环开始进 行调节，而无须像电压单环控制方式中等到输出电压发生变化才开始工作； 限制功率开关器件的最大电流值，在双环系统中，由电压控制器的输出 信号vcp提供最大电流的限制信号，限制功率开关管的最大电流或平均电流， 实现了过流保护； 多个开关变换器并联运行时，可以采用单电压环，多电流内环的工作方 式，电压环向电流环提供相同的参考信号vcp ，实现并联均流的效果； 电流内环的引入扩展了系统输入电压的范围，允许输入电压有较大的交 流成分，减小了对输入滤波电容的依赖，提高了系统的性能； 改善开关调节系统的稳定性，电流环的控制对象为一阶积分环节，所以 电流环具有很好的稳定性，同时整个内环系统对外等效为一个恒流源特性， 对于外环电压环节亦可等效为一个单极点系统，因此电压控制环的相位裕 度大，提高了系统的稳定性。
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4.1 简介
1. 峰值电流控制
在峰值电流控制中，器件峰值电流值 取代了占空比信号作为控制输入。
开关器 件电流 Buck变换器
控制信号
开关电流
比较器 控制输入 峰值电流控制器 触发器
开关状态 时钟信号 开通器件
导通 比较器信号 关断器件
关断
PC&C
D D'

M2 M1
在Buck和Buck-Boost变换器中，由于m2=-v/L，因此如果保证输出电压v稳 定则m2也稳定； 我们通常选择ma=0.5m2，因此当D=1时，a=-1，当0≤D<1时，|a|<1，使a 尽量小可以保证所有占空比下系统的稳定性； 有时我们可以选择ma=m2，这将导致当0≤D<1时，a=0。
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
局部放大：
经过阶段I：
PC&C
稳态 波形 扰动后 波形
可得占空比d：
ic I L0 m1DTs
经过阶段II：
ˆ)T ˆL (0) m1 (D d ic I L0 i s
可得稳态下：
4.3 峰值电流控制下的一阶模型
消去中间变量d(s)：
PC&C
合并化简同时应用稳态变量关系，可得：
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
未加斜坡补偿前： 当在电流控制值上存在小扰动
PC&C
时，便会在占空比上产生一个较大的扰动：
扰动后波形
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4.3 峰值电流控制下的一阶模型
1. 一阶近似模型(CCM下的Buck-Boost变换器)
PC&C
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第4章 DC/DC变换器的电流控制方式
4.1 简介 4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
PC&C
4.3 峰值电流控பைடு நூலகம்下的一阶模型
4.4 峰值电流控制下的精确模型
4.5 DCM下的峰值电流控制
4.6 平均电流控制
4.7 小结
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对于输入端口，由：
PC&C
可得其等效电路：
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
对电感电流进行扰动：
PC&C
稳态 波形
扰动后 波形
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
一个完整的开关周期后的稳定性分析：
阶段I：
PC&C
阶段II：
一个开关周期后电感电流的净增长：
n个开关周期后电感电流的净增长：
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4.2 峰值电流控制中的次谐波振荡
观察下面CCM下的电感电流波形：
PC&C
其中的电感电流斜率m1和-m2 Buck变换器： Boost变换器： Buck-Boost变换器：
ˆ)T ) I i ˆ)T ˆL (0) m1 (D d i' ((D d s L0 s
' ˆ)T ) i ˆ ˆ ˆ i''c ((D d s c ( DTs ) iL (0) m 1dTs
由图可知
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' ˆ )T ) i ˆ ˆ i''c ((D d s c ( DTs ) ma dTs