10.2 电压调整模块VRM

10.2 电压调节模块VRM
随着信息产业技术的迅猛发展，超大规模集成电路的尺寸不断变小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备得以快速发展。

在这些场合，对于其供电电源来说，由于数据处理电路是一类特殊的负载，要求供电电源是低电压、大电流，并且工作状态不断转换，具有很高的电流变化率。

目前国内外很多研发机构和公司，都针对数据处理电路这类特殊负载的供电电源进行了广泛的深入研究，并定义其名称为VRM(V oltage Regulator Modules)，即：电压调节模块。

根据输入电压的不同，VRM 可以分为5V 、12V 、48V 输入等不同类型，其相对应的拓扑有许多不同之处；根据输入于输出之间是否隔离，VRM 可以分为非隔离型和隔离型两种。

电压调节模块(VRM)的发展基本上是按照它的输入电压变化而发展的，早期多为5V 输入，其电路拓扑结构多为Buck 变换器，同时采用同步整流技术，以提高模块效率。

但随着微处理器对供电要求的不断提高，目前VRM 采用较多的是12V 输入电压，但是随着微处理器负载电流越来越大，今后分布式电源中将较多的采用48V 母线电压给VRM 供电，经变换输出1V 左右给工作站和服务器CPU 芯片使用。

下面主要介绍几种主要的非隔离型和隔离型拓扑。

10.2.1 非隔离型电压调整模块
早期的VRM 是从5V 的直流母线直接供电的，随着技术发展母线电压已经提高到12V ，而这些VRM 基本上都采用Buck 型变换器。

作为非隔离型电路的代表――Buck 变换器，如图1所示，具有结构简单、设计容易、成本低等优点。

E
U O
图10-33 Buck 变换器
1. 单路SR-Buck 变换器的基本原理
SR-Buck 变换器采用脉宽调制(PWM)技术保持开关频率fs 不变，通过改变开关占空比D (主开关导通时间ton 与开关周期Ts 之比)调控输出电压Vo 。

如图10-33所示的电路图，控制电路使主开关V 1与同步整流开关V 2满足互补导通的控制时序，即当一个管子导通时使另一个关断。

当V 1导通时，V 2关断，此时输入直流电源E 将功率传送到负载，并使电感储能，电感电流上升,等效电路图如图10-34a ；当V 1关断V 2导通时，电感将储能释放给负载，电感电流下降, 等效电路图如图10-34b 。

假设电感电流连续(CCM)，在一个开关周期内，MOSFET 的开关过程将直流输入电压斩波，并利用电感在一个周期内的伏秒平衡关系，可推导输出电压与输入电压的关系：
E D U Ts )D 1(U Ts D )U E (o o o ⋅=⇒⋅-⋅=⋅⋅- (10-8)
E
L
C
R
(a)
L
C
R
(b )
E
图10-34 Buck 电路一周期内两个时段的等效电路图
另外，在电感电流上升期间，根据法拉第电磁感应定律，可求得此段时间内的电感电流纹波变化量：
fs
L D
)D 1(E I U E dt di L L o L ⋅⋅-⋅=∆⇒-=⋅
(10-9) 同理电感电流下降期间，也可求得电感电流纹波的变化量，而周期始末的电感电流瞬时值应当相等，因此下降的电感电流变化量等于上升的变化量。

稳态条件下，输出电压Uo 的纹波是由电感电流纹波和输出滤波电容C 的大小决定的，具体的分析和计算公式可参考相关资料。

还须指出，若V 2使用二极管，由于二极管的单向导电性，则在电感释放能量期间可能进入电感电流不连续模式(DCM)，这影响到输入输出电压的关系表达式，详细分析参见相关资料。

而MOSFET 可在两个方向导通，电感电流不会进入不连续模式。

Buck 变换器的电压变换率为： M=Uo/E=D ，从公式可以看出，随着输入电压升高，输出电压的不断降低，Buck 变换器的稳态占空比也越来越小。

而过小的占空比会带来一系列的问题：
(1)动态响应的问题。

特别是当负载减小的时候，已经是较小的占空比无法即时有效适应负载的变小。

(2)热设计的困难。

(3)主管关断损耗和同步整流管反向恢复损耗相应增加。

(4)输入输出滤波电容量变大。

2. 交错并联拓扑的纹波抵消原理
为了更好的适应低压大电流的需要，需要努力改善占空比。

图10-35a 所示为多通道的交错并联式Buck 电路。

它通过n 个通道的Buck 变换器并联，错开(360/n)*k 个相角进行控制。

具有以下优点：
(1)减小开关电流应力；
(2)通过各通道输出叠加，有效地减小了输出电流纹波； (3)具有高的暂态响应特性。

E
R
V i 12i i
DT t
1
V 2
0.5DT (0.5+D)T T
(a) (b)
图10-35 多通道交错并联式Buck 变换器及电流波形
简单地说，多路交错并联SR-Buck 拓扑能够抵消纹波缘于它所采用的移相同步控制方案。

假设一个具有N 条支路的VRM 电路，则N 个模块的驱动脉冲是交错同步的，在时间上相差T s /N (s T 为开关周期)，相位互差N o
/360。

依照此控制方法，可以把N 个支路的电感电流波形作出，进一步得到VRM
总的输出电流波形。

图10-35b 以两路VRM 为例定性地作出了它的电流波形图。

比较支路电流纹波与总电流纹波的峰峰值，可按下式表示：
)N 2,1i (,I I )N ,D (pp
i pp o =∆∆=
--ρ (10-11)
其中，pp o I -∆表示总的电流纹波峰峰值，pp i I -∆表示各个支路的电流纹波峰峰值，纹波抵消比ρ是支路数目N 和占空比D 的函数。

支路数目N 的选择主要考虑输出电流大小、VRM 成本、体积等因素。

例如，输出电流为50A 时，N 取2～3为宜；输出电流为100A 时，N 取4为宜。

2=N 时，纹波抵消比ρ为：
⎪⎪⎩
⎪⎪⎨
⎧>-≤--=)5.0(12)5.0(112)2,(D D D D
D ρ (10-12) 3=N 时，纹波抵消比ρ为：
⎪⎪⎪⎩
⎪
⎪
⎪⎨⎧≥-≤<--≤--=)
32(23)
3231()1(323)31(123)3,(D D D D D D D D ρ (10-13) 4=N 时，纹波抵消比ρ为：
⎪⎪⎪
⎪⎪⎩
⎪
⎪⎪⎪
⎪⎨
⎧≥-<≤--+<<-+-≤--=)75.0(34)75.05.0()1(2324)5.025.0()1(2214)25.0(134)4,(D D D D D D D D D D D D D ρ (10-14) 图10-36给出了此三种情况的纹波抵消效果图。

D
D )2,(D ρ)4,(D ρ)3,(D ρD 00.25
0.50.75
1
00.20.40.60.8
110
K2D ()
10
D 00.2
0.4
0.6
0.8
1
00.2
0.40.60.8110
K3D ()10
D 00.25
0.50.75
1
00.20.40.60.8110
K4D ()
1
D
2
=N 4
=N 3
=N
图10-36 交错并联SR-Buck 纹波抵消原理
特殊地，当占空比D 满足)2,1(,1
N i i N
D =⋅=
条件时，交错并联SR-Buck 变换器的总输出电流的纹波为零，即各路的电流纹波完全抵消。

交错并联拓扑不仅减小了总电流纹波，而且增加了总输出电流的频率。

容易证明，对于一个N 支路并联的电路，其总输出电流的频率是单个支路的N 倍。

输出电流纹波频率的增加对于减小动态电压尖峰是十分有益的。

3 其他非隔离型变换器
E
O
图10-37 抽头电感式Buck 变换器
抽头电感式Buck 变换器的电压变换比为：M= U O /E =D/(n+(1-n)D)。

通过合理设计n 值，就可以得到理想的电压变换比。

但并不是n 越大越好，因为当n 增加的时候，V1的电压应力和V2的电流应力也会相应增加。

虽然该电路有效的提高了占空比，但是由于它漏感的存在，使得它的主管V1会承受较高的电压峰值。

图10-38为有源箝位耦合Buck 变换器，它的电压变换比为：M=Uo/E=D/(n+D)。

相对于抽头式Buck 变换器，有源箝位耦合的Buck 变换器，不仅有效的提高了电路的占空比，而且通过有源箝位的方法，有效的消除了漏感的影响，减小了主管的应力。

E
R
图10-38 有源箝位耦合Buck 变换器
图10-39所示的为耦合绕组Buck 变换器，它的电压变换比为M=Uo/E=D/(n+1)。

它是由双通道交错并联Buck 变换器演变而来的，每个通道增加了两个耦合电感。

和传统的Buck 变换器相比，它不仅有效的提高了占空比，而且有效的减少了开关损耗。

E
R
图10-39 耦合绕组Buck 变换器
除了以上的5种由Buck 电路及其演变而来的电路，还有推挽式Buck 变换器，移相软开关Buck 变换器等。

10.2.2 隔离型电压调整模块 1. 隔离型VRM 电路的几种常用结构
隔离型VRM 采用变压器作为原、副边隔离，其中变压器原边的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5种。

而适用于低压大电流输出的变压器副边结构有3种：正激式结构、中心抽头式结构和倍流整流式结构。

L
C
R
VD 1
VD 2
*
图10-39 正激式结构
正激式结构图10-39相对于其他两种结构最简单，而且适用于低压大电流的情况。

但是正激式变换器的副边整流二极管不仅具有较大的导通损耗，而且由于它在关断过程种的反向恢复，也会造成一定的损耗。

因此，如果要提高电路效率，可以在正激式结构的副边采用自驱式同步整流或者他驱式同步整流电路。

L
C
R
VD 1
VD 2
*
*
图10-40 中心抽头式结构
中心抽头式结构图10-40是应用于全桥、半桥或推挽等双端变压隔离型的Buck 变换器。

和正激式结构相比，由于中心抽头式结构的输出滤波电感的电压、频率是功率开关管的两倍，因此在同样条件下，中心抽头式结构所需要的滤波电感值明显要小于正激式所需要的。

L 1
C R
VD 1
VD 2
*
L 2
图10-41 倍流整流式结构
倍流整流式结构图10-41不是源于Buck 型变换器，但它也能起到降压的作用。

在倍流整流式结构中，由于两个电感纹波电流的相互抵消作用，输出滤波电容的纹波电流明显减小，则倍流整流式结构的
滤波电感值可以大大减小。

在大电流的应用场合，倍流整流式结构在很多方面都优于中心抽头式结构。

首先，倍流整流式结构减小了大电流互连的数目，从而简化了二次侧布局，有利于热处理，减小相关损耗。

其次，倍流整流式结构的电感电流和变压器二次侧电流是中心抽头式结构相应电流的一半。

因此，倍流整流式结构比中心抽头式结构产生更低的导通损耗。

最后，倍流整流式结构的变压器与滤波电感能够被集成在一个磁芯上，从而减小模块尺寸。

经过优选，可以选定适合于低压大电流的优选拓扑结构，如：
（1）原边正激式与副边正激式的组合；
（2）桥式与倍流整流式的组合；
（3）推挽式与倍流整流式的组合等等。

除了以上介绍的隔离型电路外，常用的隔离式电路还有推挽式变换器（图10-42）、推挽式正激变换器（图10-43）、对称半桥变换器（图10-44）、全桥变换器（图10-45）等等。

R
图10-42 推挽式变换器
R
图10-43 推挽式正激变换器
E
R
图10-44 对称半桥变换器
E
R
图10-45 全桥变换器
以上是隔离式变换器的一部分，其他还有LLC 谐振式、反激式等等。

10.2.3 电压控制模块的控制策略
低压大电流VRM 的控制方法主要包括：电压型控制法、电流型控制法、滞回型控制法、A VP 控制法、V2型控制等方法。

1.电压型控制
电压型控制原理就是输出电压与基准电压相比较，通过误差放大器将两者的误差信号放大，作用与脉宽调制（PWM ）电路，改变占空比，以调节输出的稳定。

采用电压型控制的优点：单环控制容易分析和设计；波形振幅坡度大，噪声小，工作稳定；多模块输出时，低阻抗输出能提供很好的交互控制。

缺点是：电网或负载的扰动必须转化为输出扰动，才能被电压环反馈，因此系统相应慢：输出LC 滤波电路给系统增加了两个极点，这就需要在补充网络增加零点后者需要一个低转折频率的主极点。

2.电流型控制
电流型控制是在电压控制型的基础上增加了电流控制环节。

电流型控制分为直接电流型控制和间接电流型控制。

与电压型控制相比，只需要提供一个极点到反馈环，这使得反馈环设计变得简单，而且容
易得到较高的增益带宽。

但是，由于电流型控制对噪声敏感，因此容易产生次谐波振荡问题。

3. 滞回型控制
滞回型控制法的原理是采用滞回比较器，直接检测纹波电压，控制器在允许的范围内。

滞回型控制法在大的电流变化时，也能够控制纹波电压在允许范围内，具有良好的负载电流响应特性。

4. AVP控制
A VP控制法的工作原理时在输出电压纹波允许范围内，当输出电流大时，使得其输出电压下降；当输出电流小时，使得输出电压上升。

使输出电压在满载时比所要求的最低电压高，在空载或者轻载时比所要求的最高电压低。

使输出电压的峰－峰值减小，恢复时间降低，有利于改善负载的动态响应特性，同时减小输出电容。

A VP控制法分有源法和无源法两种控制方式，该控制方法在牺牲了一定负载调整率的情况下，有效的改善了动态响应，提高了效率。

5. V2型控制
V2型控制的工作原理是采用输出电压纹波作为调节器的斜坡信号，瞬态时，绕过主反馈环将负载电流变化传送至比较器中。

但是由于输出电容的寄生参数，不利于提高模块的动态响应特性。