四、CMMB主要技术标准解读

四、中国移动多媒体广播（CMMB）主要技术标准解读
李栋（中国传媒大学信息工程学院）
（一）《移动多媒体广播第1部分：广播信道帧结构、信道编码和调制》
7、6、1 引言
国家广播电影电视总局于2006年发布了关于移动多媒体广播的一系列行业标准：
GY/T220.1-2006 《移动多媒体广播第1部分：广播信道帧结构、信道编码和调制》（自2006年11月1日起实施）以及GY/T220.2-2006 《移动多媒体广播第2部分：复用》（自2006年12月1日起实施）等。

中国移动多媒体广播（China Mobile Multimedia Broadcasting—CMMB）系统，是由在广电总局的领导下，由广播科学研究院等单位组成的“移动多媒体广播CMMB 技术工作组”开发的。

移动多媒体广播是指通过卫星和地面无线广播方式，供七寸以下小屏幕、小尺寸、移动便携的手持终端如手机、PDA、MP3、MP4、数码相机、笔记本电脑等接收设备，随时随地接收广播电视节目和信息服务等业务的系统。

CMMB系统适用于在广播业务频率范围内，通过卫星和/或地面无线传输视频、音频与数据信息等多媒体信号。

是一种可在复杂的无线传输环境下,面向手持应用的先进传输技术。

CMMB适合于30MHz-3000 MHz的频率范围，信道带宽可以选择为2MHz或者8MHz，在这样的带宽内，可同时提供一路或多路独立的广播信道。

CMMB系统为了满足不同业务、不同传输环境对信号质量的不同要求，信道支持多种编码与调制方式。

7、6、2、广播信道物理层结构
广播信道物理层通过物理层逻辑信道（PLCH）承载上层业务的传输通道，每个物理层逻辑信道独立编码调制，可以占用一个或多个时隙。

一个时隙是指物理层信号帧中的长度为25m s的一段时间。

物理层逻辑信道分为控制逻辑信道（CLCH）和业务逻辑信道（SLCH），分别用于承载广播系统配置信息与广播业务信息。

物理层中唯一的固定的控制逻辑信道，在系统的0时隙传送。

业务逻辑信道的数量最多可分为39个，每个业务逻辑信道可以占不同的整数个时隙。

物理层逻辑信道的结构如图7-6-1所示。

图7-6-1 物理层逻辑信道结构
控制逻辑信道采用固定的信道编码与调制方式：信道编码使用RS（240，240）与编码率为1/2的低密度奇偶校验码（LDPC）；为确保传输的可靠性，采用的调制方法为二相相移键控（BPSK）。

业务逻辑信道的编码与调制方式可根据系统需要进行灵活配置，接收设备通过“配置信息”识别发射端的配置模式，进行自适应解调与解码。

表7-6-1所示是物理层选用不同的编码和调制参数，系统所能提供的不同的传输能力。

物理层的输入信号为上层数据流，输出信号为射频信号。

从信号处理的角度看，物理层逻辑信道的功能方块图如图7-6-2所示。

图7-6-2 物理层逻辑信道信号处理流程
7、6、3传输帧结构
时域中的传输帧的长度为1s,分为40个时隙（TS ）。

每个时隙为25ms,它包含1个信标和53个OFDM 符号。

信标由发射机识别信号和跟着的两个相同的同步信号组成。

传输帧结构如图7-6-3所示。

1s
25 ms
图7-6-3 传输帧结构
（1）发射机标识信号
发射机标识信号()ID S t 为频带受限的伪随机信号，用于标识不同发射机。

()ID S t 长度记为ID T ，取值为36.0s μ。

发射机标识信号表达为：
1
2()()0
1
()(),0ID ID IDCP N j i f t T ID ID ID i ID
S t X i e t T N π-∆-==
≤≤∑
................
......（7-6-1）
式中：
ID N ——传输发射机标识信号的子载波数；
()ID X i ——对传输发射机标识信号的子载波数进行BPSK 调制的数据序列； ()ID f ∆——发射机标识信号的子载波间隔，取值为39.0625kHz IDCP T ——发射机标识信号的循环前缀长度，取值为10.4s μ
发射机标识信号的子载波数ID N 根据不同物理层射频带宽(f B )取不同的值。

当射频带宽为8MHz 时，ID N 取256，当射频带宽为2MHz 时，ID N 取64。

发射机标识信号的子载波数ID N 根据不同物理层射频带宽(f B )取不同的值。

当射频带宽为8MHz 时，ID N 取256，当射频带宽为2MHz 时，ID N 取64。

()ID X i 由发射机标识序列()TxID k 映射产生，映射方式见式（7-6-2）和式（7-6-3）：
8f B MHz =：
12(1),
195()0, 09615912(65),160255ID TxID i i X i i i TxID i i -⨯-≤≤⎧⎪
==≤≤⎨⎪-⨯-≤≤⎩
或.......................（7-6-2）
2f B MHz =：
12(1),
118()0,0194412(27),4563ID TxID i i X i i i TxID i i -⨯-≤≤⎧⎪
==≤≤⎨⎪-⨯-≤≤⎩
或........................（7-6-3）
序列()TxID k 长度为191比特（8f B MHz =）或37比特（2f B MHz =）的伪随机序列，共有256个。

其中序列0- 127为表示发射机所处地区的标识，插入到信号帧的偶数时隙（第0、
2、4、、、、、、、时隙）传送。

序列128-255为表示同一地区内不同发射机的标识，插入到信号帧的奇数时隙（第1、
3、5、、、、、、、时隙）传送。

发射机标识序列由十六进制序列定义，该十六进制序列按照最高有效比特在先的顺序映射为二进制发射机标识序列。

（2 ）同步信号
同步信号()b S t 为频带受限的伪随机信号，长度记为b T ，取值为204.8s μ。

同步信号由下式定义：
1
2()0
1
()(),0b b N j i f t b b b i b
S t X i e t T N π-∆==
≤≤∑
.................（7-6-4）
式中：
b N ——传输同步信号的子载波数；
()b X i ——对传输同步信号的子载波数进行BPSK 调制的二进制伪随机序列()b PN k ； ()b f ∆——同步信号的子载波间隔，取值为4.8828125kHz ；
同步信号的子载波数b N 根据不同物理层带宽(f B )不同，分别取2048（8f B MHz =）或512（2f B MHz =）。

()b X i 由()b PN k 映射产生，映射方式见式（7-6-5）和式（7-6-6）：
8f B MHz =：
12(1),
1768()0,0769127912(512),12802047
b b b PN i i X i i i PN i i -⨯-≤≤⎧⎪
==≤≤⎨⎪-⨯-≤≤⎩或......................（7-6-5）
2f B MHz =：
12(1),
1157()0,015835412(198), 355511
b b b PN i i X i i i PN i i -⨯-≤≤⎧⎪
==≤≤⎨⎪-⨯-≤≤⎩
或......................（7-6-6）
二进制伪随机序列()b
PN k 由图7-6-4所示的线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为：
1191x x ++。

移位寄存器初始值对每个同步信号均相同，为01110101101。

图7-6-4 同步信号伪随机序列生成器
（3） OFDM 符号
OFDM 符号由循环前缀（CP ）和OFDM 数据体构成的(见图7-6-5)。

OFDM 数据体长度（U T ）为409.6
s μ，循环前缀长度（CP T ）为51.2s μ，是由51.2s μ时间内尾部的OFDM 数据体复制的。

整个OFDM 符号长度S T =CP T +U T =460.8s μ。

图7-6-5 OFDM 符号
（4） 保护间隔
发射机标识信号、同步信号和相邻OFDM 符号之间，通过长度GI T =2.4s μ的保护间隔（GI ）相互交叠。

相邻符号经过窗函数()w t 加权后，前一个符号的尾部GI 与后一个符号的头部GI 相互叠加（见图7-6-6）。

图7-6-6 保护间隔的交叠
窗函数()w t 定义:
⎪⎩
⎪
⎨⎧+≤≤++++<<≤≤++=)2()),/
cos(5.05.0)
(,10),/cos(5.05.0)((T T T T T T T T T T GI S GI S GI GI S GI GI
GI t t t t t t w ππππ ......（7-6-7）
式中：T S =U T (数据体长度)+CP T (循环前缀长度),U T 与CP T 的取值见表7-6-2
表7-6-2
T 和T 取值
保护间隔信号的选取方式如图7-6-7所示。

图7-6-7 保护间隔信号选取
7、6、4 信道编码与交织
（1） RS 编码和字节交织
RS 码采用码长为240字节的RS(240,K)截短码。

该码由原始的RS （255,M ）系统码通过截短产生,其中M=K+15。

K 为一个码字中信息序列的字节数，校验字节数为(240－K)。

RS(240,K)码提供4种模式，分别为K=240，K=224，K=192，K=176。

RS 码的每个码元取自域GF(256)，其域生成多项式为8432()1p x x x x x =++++。

截短码RS(240,K)采用如下方式进行编码：在K 个输入信息字节011(,,,)K m m m - 前添加15个全“0”字节，构造为原始的RS （255,M ）系统码的输入序列011(0,0,,0,,,,)K m m m - ，编码
后生成码字011012551(0,0,,0,,,,,,,,)K M m m m p p p ---
，再从码字中删去添加的字节，即得到240字节的截短RS 码码字011012551(,,,,,,,)K M m m m p p p --- 。

字节交织器的列数固定为240，与RS 码的码长相同，交织深度由行数I M 确定。

字节交织器按列划分为信息区（图7-6-8左边阴影区）和校验区（图7-6-8右边非阴影区）。

字节交织器的分区与RS 码相适配。

采用RS(240,K)时，字节交织器的第0列至第(K-1)列存放信息字
节。

字节交织器中的每个字节由其在交织器中的坐标表示，例如位于交织器中第s 行第t 列的字节记为,s t B
上层数据流输入字节交织器的方式是：二进制比特流按照低位优先的方式划分为字节，逐字节按列填充至字节交织器，字节交织器填充的列序号由0至(K-1)升序排列。

填充第k 列时，首先填充0,k B 字节，依次填充直至1,I
M k B -字节，第k 列填充完成，下一字节填充至第k+1
列的第0字节，直至第(K-1)列的第(M I -1)个字节。

在字节交织器的第r 行中()01I r M ≤≤-,信息区组成一个长度为K 的信息序列
(),0
,1,1,,,r r r K B B B - ，作为RS(240,K)码的输入。

RS(240,K)码的输出码字为(),0
,1,1,0,1,239,,,,,,,r r r K r r r K B
B B p p p -- ，其中(),0,1,239,,,r r r K p p p - 为(240-K)个校验字节。

校验字
节,,(0239)r i p i K ≤≤-填充至字节交织器的,r K B 至,239r B 字节。

字节交织器按列顺序输出。

首先输出第0列数据，直至输出第239列数据。

输出第k 列数据时()0239k ≤≤，依次输出0,k B ，1,k B ，……，1,I
M k B -字节。

字节交织器中的全部字节（M I ×240
字节）映射在整数个完整时隙上发送，其中字节交织器的0,0B 字节总是在时隙的起始点发送。

图7-6-8 字节交织器与RS （240，K ）编码
字节交织器有三种模式，每种模式下行数M I 取值规则如表7-6-3所示。

其中，当带宽2f B MHz =时，交织模式由星座映射和LDPC 码率决定：交织模式1、2、3分别仅用于BPSK 、QPSK 、16QAM 星座映射。

（2） LDPC 编码
经过RS 编码和字节交织的传输数据按照低位比特优先发送的原则将每字节映射为8位比特流，送入低密度奇偶码（LDPC ）编码器。

字节交织器的0,0B 字节的最低位映射在LDPC 输入比特块的第一个比特。

LDPC 编码配置见表7-6-4。

LDPC 输出码字{}019215C ,,,c c c = 由输入信息比特{}011S ,,,K s s s -= 和校验比特
{}019215P ,,,K p p p -= 组成：
_()
9216 09215 9216-9215
i COL ORDER i i K p i K c s K i +-≤≤-⎧=⎨≤≤⎩......................（7-6-8）
式中：
_()COL ORDER i 为码字比特映射向量，在技术规范中的附录
C 可以查到。

K 为LDPC 码信息比特长度，取值见表7-6-4。

LDPC 编码的校验比特{}019215,,,K p p p -=P 根据校验矩阵H 求解如下方程得出：
T ⨯=H C 0 .......（7-6-9）
式中：
0为()9216K -行1列的全0列矢量
H 为LDPC 奇偶校验矩阵，定义在技术规范中的附录D 中给出。

（3） 比特交织
LDPC 编码后的比特送到比特交织器进行交织。

比特交织器采用b b M I ⨯的块交织器，b M 和b I 的取值见表7-6-5。

LDPC 编码后的二进制序列按照从上到下的顺序依次写入块交织器的每一行，直至填满整个交织器，再从左到右按列依次读出（见图7-6-9）。

比特交织器的输出与时隙同步，即时隙中传送的第一个比特始终定义为比特交织器输出的第一个比特。

()()()0121122122122311111
12
b b b b b b b b b b b b b
b b b b I I I I I I I I I M I M I M I M I x x x x x x x x x x x x x x x x -++-++----+-+⎛⎫
⎪ ⎪ ⎪
⎪ ⎪
⎪ ⎪
⎝⎭
图7-6-9 比特交织示意图
7、6、5 调制星座映射
经过比特交织后的比特流012,,,b b b 映射为BPSK 、QPSK 或16QAM 符号流发送。

各种符号映射加入功率归一化因子，使各种符号映射的平均功率趋向一致。

（1） BPSK
BPSK 映射每次将1个输入比特(),0,1,2,i b i = 映射为I 值和Q 值，映射方式如图7-6-10，星座图中已经包括了功率归一化因子。

图7-6-10 BPSK 星座映射
（2 ） QPSK
QPSK 映射每次将2个输入比特()221,0,1,2,i i b b i += 分别映射为I 值和Q 值，映射方式见图7-6-11，星座图中已经包括了功率归一化因子。

图7-6-11 QPSK 星座映射
（3） 16QAM
16QAM 映射每次将4个输入比特()4414243,0,1,2,i i i i b b b b i +++= 映射为I 值和Q 值，映射方式见图7-6-12，星座图中已经包括了功率归一化因子。

将串行比特流分成每4比特一组，
用b 0、b 1、b 2和b 3表示，将b 0和b 2（b 1和b 3）的组合映射为虚部（实部），当b 2b 0（b 3b 1）为00、01、11和10时，对应的星座图上的电平分别为103、101、-101和-103。

图7-6-12 16QAM 星座映射
7、6、6 频域OFDM 符号形成
CMMB 是多载波系统，其中若干载波用作导频，大量的载波用来传送数据（称为数据子载波）。

将数据子载波与离散导频、连续导频复接在一起，组成OFDM 频域符号。

每个OFDM 符号包括V N 个有效子载波，当选取的带宽为8MHz 或2MHz 时，V N 为3076或628。

(i X n 表示每个时隙中分配到第n 个OFDM 符号中第i 个有效子载波上的数据符号 ，
i =0，1， …（V N -1）;052≤≤n 。

数据子载波、离散导频和连续导频的分布图案如图7-6-13所示。

连续导频
离散导频
数据
……
……
……
……
……
……
……
…
…
图7-6-13 数据子载波与离散导频、连续导频分布图案
（1） 连续导频和传输指示信息
在同一时隙的每个OFDM 符号中传送相同信息的子载波称为连续导频。

射频带宽为 为8MHz 或2MHz 时，每个OFDM 符号中包括82个或28个连续导频。

连续导频子载波位置编号见表7-6-6。

每个连续导频采用BPSK 调制方式传送1比特信息。

其中，部分连续导频（见表7-6-7）用于传送16比特传输指示信息，其余连续导频传送固定比特“0”。

（2）离散导频
离散导频发送已知符号10j +。

每个时隙中第n 个OFDM 符号中，作为离散导频的有效子载波编号m 取值规则：对于偶数OFDM 符号（n =0，2，4，…,52）来说，m=8p+1（p=0,1,2 ,…,191）和m=8p+3（p=192,193,…,383）；对于奇数OFDM 符号（n =1，3，5，…,51）来说，m=8p+5（p=0,1,2 ,…,191）和m=8p+7（p=192,193,…,383）。

（3） 数据子载波
每个OFDM 符号的有效子载波中除离散导频和连续导频外的子载波为数据子载波。

8f B MHz =时，每个时隙中共有138330个数据子载波，其中前138240个数据子载波用于承载星座映射后的数据符号，最后90个数据子载波填充0＋0j 。

2f B MHz =时，每个时隙中共有27666个数据子载波，其中前27648个子载波用于承载星座映射后的数据符号，最后18个数据子载波填充0＋0j 。

7、6、7扰码
分配到所有有效子载波（包括数据子载波、离散导频和连续导频等）上的数据符号，均由一个复伪随机序列()c P i 进行加扰。

复伪随机序列()c P i 生成方式见式（7-6-10）：
()()12()(12())c i q P i S i j S i ⎤-+-⎦.................（7-6-10） 式中:()i S i 与()q S i 为伪随机二进制序列 ()i S i 和()q S i 由线性反馈移位寄存器产生，线性反馈移位寄存器结构见图7-6-14，对应生
成多项式为：1211861x x x x ++++。

移位寄存器的初始值有8种不同选项，见表7-6-8。

S S q
图7-6-14 产生扰码的线性反馈移位寄存器
图7-6-14所示线性反馈移位寄存器在每个时隙开头重置，加扰通过将分配在所有有效子载波上的复符号和复伪随机序列()c P i 进行复数乘法实现，扰码方式见式（7-6-11）：
()()(),01,052n n c V V Y i X i P n N i i N n =⨯⨯+≤≤-≤≤............（7-6-11）
式中: ()n X i 为加扰前第n 个OFDM 符号中分配到第i 个有效子载波上的数据符号；
()n Y i 为加扰后第n 个OFDM 符号中分配到第i 个有效子载波上的数据符号。

7、6、8 OFDM 信号的产生
加扰后的分配到有效子载波上的数据符号),(i Y n 通过IFFT 形成用下式表达的多载波信号。

e
Y S T N i t CP v
t f i j i n v
n )(21
)(1)(-
∆-=∑=
π，T
S
t ≤
≤0，)1(0-≤≤N v i ，520≤≤n ............（7-6-12）
式中:
()n S t ——每个时隙中第n 个OFDM 符号；
N
v
——有效子载波数，在物理层8MHz 或2MHz 带宽下，分别取3076或628。

),(i Y
n
——每个时隙中第n 个0FDM 符号的IFFT 的输入信号；
f ∆——OFDM 符号的子载波间隔，在物理层8MHz 或2MHz 带宽下，取值均为2.44140625kHz ；
CP T ——OFDM 符号循环前缀长度，取值为51.2s μ； S T ——OFDM 符号长度，取值为460.8s μ。

载波结构示意图见图7-6-15和图7-6-16。

在B f =8MHz 时，IFFT 取4096点，将虚拟载波的幅度设置为0，仅保留3076个有效载波；在B f =2MHz 时，IFFT 取1024点，将虚拟载波的幅度设置为0，仅保留628个有效载波。

图7-6-15 载波结构示意图（B f =8MHz ）
图7-6-16载波结构示意图（B f =2MHz ）
7、6、9 射频信号及其频谱
（1）射频信号
成帧的基带信号经过正交调制上变频后产生射频信号：
[]{}()Re exp(2)()()c S t j f t Frame t F t π=⨯⨯⊗..................（7-6-9）
式中:()S t 为射频信号；c f 为载波频率；()Frame t 为成帧后的基带信号；()F t 为发射滤波器冲激响应。

（2）频谱特性
调制后信号由相互正交的子载波构成，每个子载波的功率谱为：
[]2
sin ()()()k U k k U f f T P f f f T ππ⎧⎫⨯-⨯⎪⎪
=⎨⎬⨯-⨯⎪⎪⎩⎭
.............................（7-6-10）
式中:k f 为第k 个子载波的中心频率。

将所有子载波功率谱叠加后，可以得到调制信号的理论功率谱，见图7-6-17和图-6-18。

图7-6-17 广播信道调制信号理论功率谱（B f =8MHz ）
图7-6-18 广播信道调制信号理论功率谱（B f =2MHz ） （3） 频谱模板
为了减小射频信号的带外功率，可以采用滤波器对射频信号进行滤波。

8f B MHz =和
2f B MHz
=情况下一种可能的滤波器实现方案下的信号频谱模板分别见图7-6-19和图
7-6-20，图中各点相对功率值见表7-6-7和表7-6-10。

-12
-10
-8
-6
-4
-2
-10-20-30-40-50-60-70-80-900
2
4
6
8
10
12
dB 0-10-20-30-40-50-60-70-80-90-100
dB
图7-6-19 调制信号频谱模板（B f =8MHz ）
-50dB
-10-20-30-40-50-60-70-80-90-100dB
-110
图7-6-20 调制信号频谱模板（B f =2MHz ）
表7-6-9
B f =8MHz ）
表7-6-10 B f =2MHz ）
（二）复用与复用器
1 、业务复用
（1）概述
在移动多媒体广播的前端系统中，复用的功能是完成音频、视频、数据、电子业务指南等信息封装和排列，使其能够在移动多媒体广播信道上传送，复用器在移动多媒体广播前端系统中的位置见图2-1。

同一业务的音频基本流、视频基本流和数据流封装在同一复用子帧中。

电子业务指南、用户管理等辅助信息分别封装在不同的复用子帧中，控制信息封装在专用的复用帧中。

图2-1复用器在移动多媒体广播前端系统中的位置
（2）复用帧结构
多个复用帧构成一个广播信道帧，其关系见图2-2。

图2-2复用帧与广播信道帧关系
一个复用帧由复用帧头、复用帧净荷和填充组成。

复用子帧由子帧头、视频段、音频段和数据段组成，见图2-3。

图2-3 复用子帧示意
2、复用器功能框图
CMMB复用器主要功能模块包括业务数据处理模块、控制信息表发生产生模块、复用模块、时钟模块、网管与本地监控模块。

图2-4所示是复用器功能框图。

图2-4 复用器功能框图
各部分的作用是：
*业务数据处理模块：将音频、视频与数据业务的数据封装为复用子帧，紧急广播业务封装为紧急广播表。

*控制信息表发生产生模块：生成网络信息表、业务复用配置表、加密授权描述表等控制信息表。

*复用模块：将复用子帧及控制信息表复用成复用帧，最终形成打包复用码流（PMS 流）输出。

*时钟模块：获取GPS时钟作为基准时钟。

*网管与本地监控模块：提供设备配置、运行状态监视和设备报警等配置管理功能
3、复用封装
对输入的业务进行解析，将音频、视频与数据业务分别封装在音频单元、视频单元和数据单元中。

有两种封装模式。

在使用模式1的情况下，对输入的音频/视频流进行解析，得到ES 流（基本流），并将具有相同时间标记的ES流封装在同一个音频单元/视频单元中；对输入的数据业务的数据流，直接将有效净荷按类型封装在数据单元中。

在使用模式2的情况下，每个音频/视频/数据单元中分为一个或多个复用块。

每个复用
块由复用块头和复用块净荷组成。

（三）、数据广播
1、概述
中国移动多媒体广播（CMMB）系列标准中的数据广播部分，描述和约定了移动多媒体广播系统中数据广播业务的数据传输和封装方法。

图3-1所示是数据广播协议层次，包括数据业务、流模式/文件模式、可扩展协议封装（XPE/XPE-FEC—可扩展协议封装/可扩展协议封装-前项纠错）、复用与广播信道。

数据业务可按流模式和文件模式进行可扩展协议封装。

流模式是直接对数据流进行可扩展协议封装；文件模式是先对数据文件进行分割，生成文史形成文件模式传输包，然后再进行可扩展协议封装。

封装后形成的XPE包/XPE-FEC包，送入复用器，适配在复用子帧的数据段中（见图2-3）。

图3-1 数据广播协议层次
2、数据业务模式
流模式：数据业务以连续流的方式展现，通常有时序要求、传输有时间标记指示或数据流内部有同步要求。

文件模式：数据业务以离散数据文件的方式展现，通常无时序要求，传输无时间标记指示或同步要求。

在文件模式下，采用FAT（文件属性表）文件来描述数据业务所包含的数据文件的构成、路径、分割差数等信息。

图3-2所示是数据文件的分割示意图。

图3-2 数据文件的分割示意图
数据文件被分割为很多文件片，若干个文件片组成文件块，根据所包含的文件片数量的不同，将文件块分为A、B两种类型（若所有文件块有相同数量的文件片，则只有A类）。

数据文件进行纠删编码时按文件块进行得到的校验数据称为纠删校验块，文件块与纠删校验块有相同的块序号。

纠删校验块分成若干个与文件片相等的纠删校验片，纠删校验片应与文件片连续编号，如图3-3所示。

对文件片和纠错校验片进行封装，分别生成文件片传输包和纠错校验片传输包。

图3-3 文件片/纠删校验片编号示意图
3、XPE/XPE-FEC（可扩展协议封装/可扩展协议封装-前项纠错）
（1）流模式可扩展协议封装
图3-4所示是流模式可扩展协议封装处理流程。

数据流直接按XPE语法封装，生成XPE 包；数据流的纠错校验数据经过XPE-FEC语法封装，生成XPE-FEC包。

图3-4 流模式可扩展协议封装处理流程
（2）文件模式可扩展协议封装
图3-5所示是文件模式可扩展协议封装处理流程。

在文件模式，先对文件分片生成文件模式传输包，再按XPE语法封装，生成XPE包。

文件模式传输包的纠错校验数据经过XPE-FEC语法封装，生成XPE-FEC包。

图3-5所示是文件模式可扩展协议封装处理流程
（四）、电子业务指南
1、概述
电子业务指南（ESG）的功能是为终端用户提供移动多媒体广播的相关信息，例如业务名称、播出时间，内容简介等，以利于用户进行快速搜索和访问。

图4-1所示是ESG的信息构成，它由基本描述信息、数据信息和节目提示信息。

图4-1 ESG的信息构成
（1）、基本描述信息
基本描述信息描述了数据块在ESG业务中的分布情况、更新状态等等信息，以ESG基本描述表的形式在控制逻辑信道中传输，封装结构如图4-2所示。

图4-2 基本描述表封装结构
（2）、数据信息
数据信息描述了与移动多媒体广播相关的业务信息、业务扩展信息、编排信息、内容信息和业务参数信息，可以将其作为特殊的移动多媒体广播业务传输（作为复用子帧数据段中的某一数据单元）。

图4-2所示是ESG数据信息的构成与各个单元之间的关系。

图4-2 ESG数据信息
数据信息中的业务信息由若干业务元素组成，这些业务元素描述了业务的属性，例如业务标志、业务名称、语言种类等。

数据信息中的业务扩展信息由若干业务扩展元素组成，它们描述了业务的详细属性。

数据信息中的编排信息由若干编排元素组成，它们描述了业务的节目的起始时间、节目名称等信息。

数据信息中的内容信息由若干内容元素组成，它们描述了业务的属性，例如节目持续时间、节目内容简介、关键词等。

数据信息中的业务参数信息由若干业务参数元素组成，它们描述了访问业务所需的参数，如音频与视频码率、帧频等
（3）节目提示信息
节目提示信息描述了业务当前时段和下一时段所播放节目的简明信息，与音频、视频业务一起传送。

（五）、移动多媒体广播终端
1、概述
CMMB的配套标准《接收解码终端技术要求》描述了移动多媒体广播终端的功能和技术要求。

移动多媒体广播终端是指具备接收、处理和/或显示移动多媒体广播信号的设备。

终端设备可以处理不同的业务应用（例如电视广播、音频广播、数据广播、紧急广播、电子业务指南等）以及其他相关信息（条件接收等）。

图5-1所示是移动多媒体广播终端的逻辑框图。

终端的逻辑结构分为信号处理模块（包括射频接收、解调与解复用）、条件接收模块（信号的解扰、解密、用户授权及相关功能）和应用模块（各种业务的处理）。

图5-1 移动多媒体广播终端的逻辑框图
2、各种功能的要求
这些要求包括以下几方面：应用启动与警示、频点搜索、信道解调解码、解复用、音频解码与视频解码、电子业务指南、紧急广播、数据广播、条件接收、业务切换、显示功能、音量调节功能、菜单和帮助、测试点要求等。

3、性能要求
（1）信道参数
*频率范围：U波段470MHz-798MHz
S波段2635MHz-2660MHz
*信号带宽：8 MHz
*调制：BPSK、QPSK、16QAM
*子载波数量：4K
*RS编码率：（240，176）、（240，196）、（240，224），（240，240）
*LDPC编码率：1/2、3/4
*外交织：支持1、2、3所有模式
扰码方式：支持所有模式
（2）接收灵敏度
表1 终端接收灵敏度性能指标参考（BER≤3 x 10-6）
（3）载噪比门限
表2 终端载噪比门限性能指标参考
-6
表3 终端载噪比门限性能指标参考
-6）
表4 终端载噪比门限性能指标参考
-6）
表5 终端载噪比门限性能指标参考
（-6）
(4)抗干扰能力
表8 终端抗干扰能力性能指标参考
（5）天线与RF调谐器
UHF波段：
天线：*接收频率：470 MHz -798MHz
*VSWR：≤2.5
*阻抗：50Ω
*增益：≥-7dBi
RF调谐器：*最小输入电平：-95dBm
*最大输入电平：-10dBm
*噪声指数：≤5.0dB
S波段：
天线：*接收频率：2635 MHz -2660MHz
*VSWR：≤1.5
*极化方式：左旋圆极化
*阻抗：50Ω
*轴比：<3 dB
*增益：≥2.5dBi
RF调谐器：*最小输入电平：-100dBm
*最大输入电平：-20dBm
*噪声指数：<2.0dB
（6）连续播放时间
（7）音视频业务切换时间
（8）启动移动多媒体广播功能的时间
4、用户界面要求
业务导航界面、电视/声音广播信息显示、条件接收信息显示、终端状态显示等
5、其他要求
6、外接模块终端。