PFN充电高压电源的IGBT驱动电路设计
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据实测与计算 , 选择 2SD315A 为 IGB T 驱动 器 ,其每通道平均输出功率为 3 W ,最大峰值电流是 15 A ,具备完善的保护功能 ,能够满足使用要求 。 1. 2 2SD315A 基本原理介绍
2SD315A 是高集成度 ,高功率的双 I GB T 驱动 器 。其两通道在控制部分与功率输出部分具有电气 隔离的特性 ,可用于驱动 1 700 V 的 IGB T[8] 。
摘 要 : 介绍了用于速调管调制器逆变恒流高压充电电源的 IGB T 驱动电路设计 ,以及 IGB T 驱动器 2SD315A 模
块的原理和保护电路设计方法 ,并进行了实验 ,给出了有关的实验波形 。实验结果表明合理地计算选择电路参数 ,
驱动电路具有可靠的过流保护功能 。
关键词 : 速调管调制器 ; 高压充电电源 ; IGB T 驱动 ; 过流保护
图 3 Uce 监测电路原理 Fig1 3 Principle of Uce monitoring ciecuit
图 4 保护响应时间示意图 Fig1 4 Protection response time
本电路设计见图 5 , I GB T 驱动器的 MOD 引脚 接 + 15 V 即采用直接工作模式 , 两路驱动信号 C H1 、C H4 分别从 inA 与 inB 输入到驱动模块的控 制侧 ,驱动侧输出功率驱动信号分别由 J 1 与 J 2 输 出 ,驱动 IGB T 工作 ,若出现短路或过流现象 , SO1 、 SO2 输出过流信号通过 I GB T2ERR 传到故障处理 电路并关断 inA 、inB 的输入信号 , IGB T 立即停止 工作 。D1 ～D6 是二极管 IN4007 ,其反向压降较高 , 起到隔离收集极高压的作用 。D7 ～D10 为保护性钳 位二极管 。选用的 I GB T 收集极直流电流在 80 °C 条件下为 200 A ,取其电流保护阈值为 150 A ,常温 下对应的 Uce 最大电压约为 2. 7 V 。根据图 3 可知
·80 · Feb. 2006
High Voltage Engineering
Vol. 32 No . 2
图 5 驱动电路原理图 Fig1 5 Principle of driving circuit
Rth = (Uce + UDD/ I = (2. 7 + 2. 05) V/ 150μA = 32 kΩ , 其中 UDD 为串联的 3 个二极管的压降 (约 1. 8 V) 与 电阻 Rm 上的压降 (0. 25 V) 之和 , I 是 Rth 上的恒定 电流 。考 虑 到 外 界 各 种 影 响 因 素 , 选 用 Rth = 33 kΩ , Ca = 1. 5 n F ,响应时间为 6. 8 μs[9] ,保护电压阈 值 Uth为 4. 7 V 。 2 测量波形及工作特点
0 引 言
在高能电子直线加速器中 ,大功率速调管脉冲 调制器产生电子加速所需的微波脉冲 ,传统技术使 用“线型调制器”方案 ,即采用工频高压电源 、氘闸流 管 、脉冲成形网络 ( PFN) 、De2Q 电路等[124] 。N SRL (国家同步辐射实验室) 以前采用该方案 ,在二期工 程改造中采用逆变恒流充电方案 ,使性能大为提高 而体积缩小为数十分之一[5] 。本文介绍了自研制 40 kV/ 10 kW 逆变恒流充电电源的驱动电路 ,它也 应用于固态调制器 3 kV/ 10 kW 高压电源 。
and Technology of China , Hefei 230029 , China)
Abstract : The IGB T cont rolled by voltage needs high peak current to charge t he capacitor of grid in o rder to gain short rise time and fall time to reduce t he on2off waste. The design of an IGB T driver in high voltage , co nstant2cur2 rent , charging power supply used in klyst ron modulator is int roduced. The internal st ruct ure and t he over2current p rotection scheme of t he IGB T driver 2SD315A are described. Protel 99 is used to draw t he schematics and make a PCB board to do experiment s. It shows t hat t he driver has reliably p rotective f unctio ns when parameters are app ro2 p riately cho sen. Finally so me waveforms are p resented. Key words : klyst ron modulator ; high voltage charging power supply ; IGB T driver ; over2current p rotectio n
测得的逆变器中谐振开关电流及驱动波形如图 6 所示 。电流波形测量使用的是 Pear so n 110 电流 互感器 ,转换比例为 1 V/ 10 A 。第一个波形 (ch2) 为开关谐振电流 ,第二个波形 (ch1) 和第三个波形 (ch3) 都是 I GB T 驱动波形 。
图 6 逆变器中的开关电流及驱动波形 Fig1 6 Switch current and driving waveform of inventer
for driving different IGBT
IGB T 类型 充电所需门极电量/μC
B SM 50A/ 1200V
0. 62
B SM 290A/ 1200V
2. 4
D YN EX 1200A/ 3300V
26
30 k Hz 所需功率/ W
0. 6
源自文库
2. 2
23. 7
图 1 实测 U GE和 IG 波形( BSM 290A/ 1200 V, Rg = 5 Ω) Fig1 1 Measured UGE and IG waveform ( BSM290A/ 1200 V, Rg = 5 Ω)
应随被驱动器件电流额定值的增大而减小[6] 。
为正确计算所需功率 ,对三种 I GB T 进行实际 测量[7] ,结果见表 1 ,测量波形见图 1 。可见门极电 量及驱动功率随 IGB T 功率容量增大而增大 。
表 1 驱动不同 IGBT 所需的电量及功率比较 Tab. 1 Comparison of electric energy and power
中图分类号 : TL503. 5
文献标识码 : A
文章编号 : 100326520 (2006) 0220078203
Design of IGBT Driver in High Voltage PFN Charging Po wer Supply
CON G Xiaoyan , S HAN G Lei , L U Yeming (Natio nal Synchrot ro n Radiatio n Laboratory , U niver sit y of Science
第 32 卷 第 2 期
·78 · 2006 年 2 月
高 电 压 技 术
High Voltage Engineering
Vol . 32 No . 2 Feb. 2006
PFN 充电高压电源的 IGBT 驱动电路设计 3
丛晓艳 , 尚 雷 , 陆业明 (中国科学技术大学国家同步辐射实验室 ,合肥 230029)
3 国家自然科学基金面上项目 (10475073)
2006 年 2 月
高 电 压 技 术
第 32 卷第 2 期 ·79 ·
在 PFN 充电高压电源主开关电路中 ,谐振电流 高达 100 A ,因此选择 BSM 290A/ 1200V 作为主开 关管 ,逆变器频率为 30 k Hz 。由于门极在每一个驱 动周期充放电两次 ,所以要求驱动器输出的平均功 率 P = QΔU f = 2. 4 μC ×30 V ×30 k Hz = 2. 2 W 。 图 1 显示 6 A 驱动电流可使 I GB T 在 1μs 内完全导 通 ,因此选择 Rg = 30 V/ 6 A = 5 Ω。
2SD315A 的内部可分为三个功能模块 ,如图 2 。 第一块是 LDI (Logic To Driver Interface) ,主要接 受“控制侧”的 PWM 信号 ,经过处理后传送给下一 级 ;第二块是 I GD ( Intelligent Gate Driver) ,通过高 频隔离变压器从上一级 (LD I) 接受控制信号 ,经放 大等处理后输出 ±15 V/ ±15 A 的驱动信号 ,用于 驱动大功率 IGB T ; 第三块是输入输出相互绝缘的 DC/ DC 转换器 ,主要功能是给两路输出通道提供彼 此绝缘的供电 。
驱动提供两种工作模式 ,即直接模式与半桥模 式 。在直接工作模式中 , 引脚 MOD 接 VDD , 引 脚 VL/ Reset 通过上拉电阻接 VDD ,复位时瞬时接地 , 引脚 RC1 和 RC2 直接接到地 GND 。驱动器的两路 输出信号是独立的 ,PWM 信号分别从引脚 inA 、inB 输入 ,直接控制通道 1 、2 。对于半桥式工作模式引 脚 MOD 接 GND ,引脚 RC1 和 RC2 分别外接一个 RC 网络用于产生一个从 10 ns 到几 ms 的所需的死 区时间 。PWM 信号从引脚 inA 输入 ,而引脚 inB 输入的信号被定义为“允许”信号 ,同时对两通道起 作用 :当 inB 输入为高电平时 ,两通道处于正常工作 状态 ,当 inB 输入为低电平时 ,两通道同时被封锁 。
1 驱动电路设计
1. 1 设计指标的确定及驱动器的选择 I GB T 是电压型控制器件 ,但其栅极输入电容
较大 。为了得到较快的栅极电压上升 、下降速度从 而降低开通 、关断损耗 ,该电容需高峰值电流充放 电 ,充放电的损耗较为可观 ,尤其是大功率 I GB T 。
使 I GB T 开通的栅射极间驱动电压一般取 15 ～20 V ,关断时施加 - 5～ - 15 V 的负驱动电压有 利于减小关断时间和关断损耗 。在栅极串入低值电 阻 Rg (数十Ω 左右) 可以减小寄生振荡 ,该电阻阻值
图 2 2SD315A 内部结构 Fig1 2 Internal structure of 2SD315A
1. 3 电路设计 驱动器 2SD315A 每一通道输出端都具有可编
程的 Uce 监测电路 ,见图 3 ,当其中一路或两路驱动 侧电力器件出现短路或过流现象时 ,监测电路便发 出信号将两组 IGB T 及时截止 。随着下一个驱动信 号的上升沿 ,错误信息被传至 LD I001 ,相对应通道 的 SOx 被置为低电平 ,这时对任意驱动信号都不动 作 。通过外接参考电阻 Rth 阻值的选取 ,可确定 I G2 B T 的电流保护阈值 ,其中 Rm = 180 Ω 为一个固定 阻值的电阻 , Ca 用来设定保护响应时间 ,检测过流 的比较器只在“响应时间”之后才开始工作 ,以避免 因 IGB T 导通瞬间 Uce 未完全饱和所引起的误差 (见 图 4) ,一般 Ca 取 1. 5 n F 。
3 结 语 40 kV/ 10 kW 逆变恒流充电电源的驱动电路 ,
也可应用于固态调制器 3 kV/ 10 kW 高压电源中 ,
该驱动电路运行可靠性高 ,电路简单 ,并具有稳定可 靠的过流保护作用 , 可以安全可靠地驱动大功率 IGB T 工作 。
2SD315A 是高集成度 ,高功率的双 I GB T 驱动 器 。其两通道在控制部分与功率输出部分具有电气 隔离的特性 ,可用于驱动 1 700 V 的 IGB T[8] 。
摘 要 : 介绍了用于速调管调制器逆变恒流高压充电电源的 IGB T 驱动电路设计 ,以及 IGB T 驱动器 2SD315A 模
块的原理和保护电路设计方法 ,并进行了实验 ,给出了有关的实验波形 。实验结果表明合理地计算选择电路参数 ,
驱动电路具有可靠的过流保护功能 。
关键词 : 速调管调制器 ; 高压充电电源 ; IGB T 驱动 ; 过流保护
图 3 Uce 监测电路原理 Fig1 3 Principle of Uce monitoring ciecuit
图 4 保护响应时间示意图 Fig1 4 Protection response time
本电路设计见图 5 , I GB T 驱动器的 MOD 引脚 接 + 15 V 即采用直接工作模式 , 两路驱动信号 C H1 、C H4 分别从 inA 与 inB 输入到驱动模块的控 制侧 ,驱动侧输出功率驱动信号分别由 J 1 与 J 2 输 出 ,驱动 IGB T 工作 ,若出现短路或过流现象 , SO1 、 SO2 输出过流信号通过 I GB T2ERR 传到故障处理 电路并关断 inA 、inB 的输入信号 , IGB T 立即停止 工作 。D1 ～D6 是二极管 IN4007 ,其反向压降较高 , 起到隔离收集极高压的作用 。D7 ～D10 为保护性钳 位二极管 。选用的 I GB T 收集极直流电流在 80 °C 条件下为 200 A ,取其电流保护阈值为 150 A ,常温 下对应的 Uce 最大电压约为 2. 7 V 。根据图 3 可知
·80 · Feb. 2006
High Voltage Engineering
Vol. 32 No . 2
图 5 驱动电路原理图 Fig1 5 Principle of driving circuit
Rth = (Uce + UDD/ I = (2. 7 + 2. 05) V/ 150μA = 32 kΩ , 其中 UDD 为串联的 3 个二极管的压降 (约 1. 8 V) 与 电阻 Rm 上的压降 (0. 25 V) 之和 , I 是 Rth 上的恒定 电流 。考 虑 到 外 界 各 种 影 响 因 素 , 选 用 Rth = 33 kΩ , Ca = 1. 5 n F ,响应时间为 6. 8 μs[9] ,保护电压阈 值 Uth为 4. 7 V 。 2 测量波形及工作特点
0 引 言
在高能电子直线加速器中 ,大功率速调管脉冲 调制器产生电子加速所需的微波脉冲 ,传统技术使 用“线型调制器”方案 ,即采用工频高压电源 、氘闸流 管 、脉冲成形网络 ( PFN) 、De2Q 电路等[124] 。N SRL (国家同步辐射实验室) 以前采用该方案 ,在二期工 程改造中采用逆变恒流充电方案 ,使性能大为提高 而体积缩小为数十分之一[5] 。本文介绍了自研制 40 kV/ 10 kW 逆变恒流充电电源的驱动电路 ,它也 应用于固态调制器 3 kV/ 10 kW 高压电源 。
and Technology of China , Hefei 230029 , China)
Abstract : The IGB T cont rolled by voltage needs high peak current to charge t he capacitor of grid in o rder to gain short rise time and fall time to reduce t he on2off waste. The design of an IGB T driver in high voltage , co nstant2cur2 rent , charging power supply used in klyst ron modulator is int roduced. The internal st ruct ure and t he over2current p rotection scheme of t he IGB T driver 2SD315A are described. Protel 99 is used to draw t he schematics and make a PCB board to do experiment s. It shows t hat t he driver has reliably p rotective f unctio ns when parameters are app ro2 p riately cho sen. Finally so me waveforms are p resented. Key words : klyst ron modulator ; high voltage charging power supply ; IGB T driver ; over2current p rotectio n
测得的逆变器中谐振开关电流及驱动波形如图 6 所示 。电流波形测量使用的是 Pear so n 110 电流 互感器 ,转换比例为 1 V/ 10 A 。第一个波形 (ch2) 为开关谐振电流 ,第二个波形 (ch1) 和第三个波形 (ch3) 都是 I GB T 驱动波形 。
图 6 逆变器中的开关电流及驱动波形 Fig1 6 Switch current and driving waveform of inventer
for driving different IGBT
IGB T 类型 充电所需门极电量/μC
B SM 50A/ 1200V
0. 62
B SM 290A/ 1200V
2. 4
D YN EX 1200A/ 3300V
26
30 k Hz 所需功率/ W
0. 6
源自文库
2. 2
23. 7
图 1 实测 U GE和 IG 波形( BSM 290A/ 1200 V, Rg = 5 Ω) Fig1 1 Measured UGE and IG waveform ( BSM290A/ 1200 V, Rg = 5 Ω)
应随被驱动器件电流额定值的增大而减小[6] 。
为正确计算所需功率 ,对三种 I GB T 进行实际 测量[7] ,结果见表 1 ,测量波形见图 1 。可见门极电 量及驱动功率随 IGB T 功率容量增大而增大 。
表 1 驱动不同 IGBT 所需的电量及功率比较 Tab. 1 Comparison of electric energy and power
中图分类号 : TL503. 5
文献标识码 : A
文章编号 : 100326520 (2006) 0220078203
Design of IGBT Driver in High Voltage PFN Charging Po wer Supply
CON G Xiaoyan , S HAN G Lei , L U Yeming (Natio nal Synchrot ro n Radiatio n Laboratory , U niver sit y of Science
第 32 卷 第 2 期
·78 · 2006 年 2 月
高 电 压 技 术
High Voltage Engineering
Vol . 32 No . 2 Feb. 2006
PFN 充电高压电源的 IGBT 驱动电路设计 3
丛晓艳 , 尚 雷 , 陆业明 (中国科学技术大学国家同步辐射实验室 ,合肥 230029)
3 国家自然科学基金面上项目 (10475073)
2006 年 2 月
高 电 压 技 术
第 32 卷第 2 期 ·79 ·
在 PFN 充电高压电源主开关电路中 ,谐振电流 高达 100 A ,因此选择 BSM 290A/ 1200V 作为主开 关管 ,逆变器频率为 30 k Hz 。由于门极在每一个驱 动周期充放电两次 ,所以要求驱动器输出的平均功 率 P = QΔU f = 2. 4 μC ×30 V ×30 k Hz = 2. 2 W 。 图 1 显示 6 A 驱动电流可使 I GB T 在 1μs 内完全导 通 ,因此选择 Rg = 30 V/ 6 A = 5 Ω。
2SD315A 的内部可分为三个功能模块 ,如图 2 。 第一块是 LDI (Logic To Driver Interface) ,主要接 受“控制侧”的 PWM 信号 ,经过处理后传送给下一 级 ;第二块是 I GD ( Intelligent Gate Driver) ,通过高 频隔离变压器从上一级 (LD I) 接受控制信号 ,经放 大等处理后输出 ±15 V/ ±15 A 的驱动信号 ,用于 驱动大功率 IGB T ; 第三块是输入输出相互绝缘的 DC/ DC 转换器 ,主要功能是给两路输出通道提供彼 此绝缘的供电 。
驱动提供两种工作模式 ,即直接模式与半桥模 式 。在直接工作模式中 , 引脚 MOD 接 VDD , 引 脚 VL/ Reset 通过上拉电阻接 VDD ,复位时瞬时接地 , 引脚 RC1 和 RC2 直接接到地 GND 。驱动器的两路 输出信号是独立的 ,PWM 信号分别从引脚 inA 、inB 输入 ,直接控制通道 1 、2 。对于半桥式工作模式引 脚 MOD 接 GND ,引脚 RC1 和 RC2 分别外接一个 RC 网络用于产生一个从 10 ns 到几 ms 的所需的死 区时间 。PWM 信号从引脚 inA 输入 ,而引脚 inB 输入的信号被定义为“允许”信号 ,同时对两通道起 作用 :当 inB 输入为高电平时 ,两通道处于正常工作 状态 ,当 inB 输入为低电平时 ,两通道同时被封锁 。
1 驱动电路设计
1. 1 设计指标的确定及驱动器的选择 I GB T 是电压型控制器件 ,但其栅极输入电容
较大 。为了得到较快的栅极电压上升 、下降速度从 而降低开通 、关断损耗 ,该电容需高峰值电流充放 电 ,充放电的损耗较为可观 ,尤其是大功率 I GB T 。
使 I GB T 开通的栅射极间驱动电压一般取 15 ～20 V ,关断时施加 - 5～ - 15 V 的负驱动电压有 利于减小关断时间和关断损耗 。在栅极串入低值电 阻 Rg (数十Ω 左右) 可以减小寄生振荡 ,该电阻阻值
图 2 2SD315A 内部结构 Fig1 2 Internal structure of 2SD315A
1. 3 电路设计 驱动器 2SD315A 每一通道输出端都具有可编
程的 Uce 监测电路 ,见图 3 ,当其中一路或两路驱动 侧电力器件出现短路或过流现象时 ,监测电路便发 出信号将两组 IGB T 及时截止 。随着下一个驱动信 号的上升沿 ,错误信息被传至 LD I001 ,相对应通道 的 SOx 被置为低电平 ,这时对任意驱动信号都不动 作 。通过外接参考电阻 Rth 阻值的选取 ,可确定 I G2 B T 的电流保护阈值 ,其中 Rm = 180 Ω 为一个固定 阻值的电阻 , Ca 用来设定保护响应时间 ,检测过流 的比较器只在“响应时间”之后才开始工作 ,以避免 因 IGB T 导通瞬间 Uce 未完全饱和所引起的误差 (见 图 4) ,一般 Ca 取 1. 5 n F 。
3 结 语 40 kV/ 10 kW 逆变恒流充电电源的驱动电路 ,
也可应用于固态调制器 3 kV/ 10 kW 高压电源中 ,
该驱动电路运行可靠性高 ,电路简单 ,并具有稳定可 靠的过流保护作用 , 可以安全可靠地驱动大功率 IGB T 工作 。