蜂窝式移动通信网无线网络优化手册

移动通信
无线网路优化手册
Mobil Phone
Radio Network Optimization
Handbook
作者：张农
2000年，10月
目录
第一章电波传播基本知识 (3)
1.1 电波传播原理 (3)
1.2 电波的反射： (8)
1.3电波的绕射 (11)
1.4树木阻挡损耗 (13)
第二章天线基本知识 (13)
2.1天线工作原理 (13)
２.２天线俯角的应用 (17)
2.3 天线间的空间偶合 (20)
2.4 空间分集天线的设置 (22)
2.5天线的场区划分 (23)
2.6 天线驻波比 (26)
第三章馈线与接地基本知识 (27)
3.1同轴电缆工作原理 (27)
3.2馈线的特征阻抗 (29)
3.3驻波比 (31)
３.4馈线的测量 (32)
3.5馈线的接地 (33)
第四章三种体制工作方式和通用参数 (35)
4.1频分多址（FDMA） (35)
4.2时分多路TDMA (36)
4.3码分多路CDMA (39)
4.4接收系统的噪声系数 (40)
4.5分集接收 (42)
4.6非线性失真 (45)
第五章蜂窝网的分簇和无线的覆盖区 (46)
5.1蜂窝式分簇（cluster）方法 (46)
5.2无线的覆盖 (52)
5.3直放站的应用 (54)
第六章业务统计和参数设置 (56)
6.1RACH的业务量 (58)
6.2SDCCH的业务量统计 (60)
6.3PCH的负荷统计 (61)
6.4AGCH的负荷 (62)
6.5TCH的负荷 (63)
6.6越区切换次数的统计 (64)
6.7相邻小区间业务量调整的方法 (65)
6.8掉话率的改善 (67)
6.9接通率的统计和优化 (69)
第一章 电波传播基本知识
1.1 电波传播原理
功率密度和场强的关系(Power Density and Field Intensity)
在通信领域里，发射电波的物体通常是指发射天线。

如果有一个理想的点源，在距离该
点源很远的地方观察其发射出来的电波，如图
1.1所示。

当点源（天线）发射的功率为P 瓦时，这部分功率将全部通过图中之球面发散至广阔的空间。

如果假设功率是以同等的功率密度向四面八方辐射出去（即各向同性
-Isotropic ），那么，通过球面的功率密度应该是W ，根据能量扩散定律
图1.1 电波能量扩散原理图
式中R 为球面的半径。

如果功率的单位用瓦表示，球面半径用米为单位，则功率密度W 的单位是（瓦/平方米）。

假若在球面上有一个小面积为A 平方米，落在这个面积上的功率P A 应该是：
P A =W A ................................................................(1.1.2)
如果用天线的接收面积计算（1.1.2）式之天线接收功率时，天线的接收有效面积应该是A eff ， 式中G 为天线增益（倍数）.λ为工作波长。

A G
4/...........................................(1.1.3)
eff 2
=
πλ)1.1.1.....(....................R
4P
W 2
π=
例如天线增益为13dB i ，工作在900 MHz 频段（λ=0.33m ），则其有效面积为0.17平方
米(101..3⨯0.332/4π=0.17)。

在一些测量软件中有时要用电场强度（E ）计算，因此往往需要对接收场强和功率密度
进行换算。

通过公式（1.1.4）可以进行在自由空间中的换算：
式中ρ为自由空间的波阻抗（377欧姆），E 为电场强度有效值。

如果（1.1.4）式中功率密度W 的单位为（瓦/平方米），则电场强度的单位为（伏/米）。

电场强度E 通常用（微伏/米）作单位，而功率密度也多用（毫瓦/平方米）为单位。

因此（1.1.4）式可以写为：
或
用分贝表示，则可写为：
10logW(dBm/m 2)=20logE(dB μV/m)+10log10-9-10log377
=20logE(dB μV/m)-115.76.................................(1.1.6)
(1.1.3)式中之（λ2/4π）是天线增益为1（0dB ）时的有效面积，所以通常用这个面积代替（1.1.2） 式中的A 以求得天线增益为1时的接收功率Pr （用dBm 表示）。

如果天线增益为G dB 时，则（1.1.7）式可以写为
W E ...............................................(1.1.4)
2
=
ρ
W(mw /m )10E (V /m)1023
212
⨯=
⨯--μρ
W(mw /m )E (V /m)
102
29=
⨯-μρ
............................(..)
115ρμεπππ==⨯⨯=≈-007
9
41013610
120377/Ω
Pr(dBm)=E(dB μV/m)+20log λ(m)+G(dB)-126.75............................(1.1.8)
自由空间损耗（Propagation Loss in Free Space ）
将（1.1.1）式和（1.1.3）式代入（1.1.2）式，并将P A 写为接收功率Pr ，P 写为发射功
率P t ，而大球半径R 写成距离d ，则
式中（4πd/λ）2称之为自由空间损耗。

记作L f s ，并写为
如果用dB 表示则有
[L fs ]dB =20log d -20log λ+22=20log d (m) +20log f (Mhz) - 27.5.......(1.1.11)
费涅尔区(Fresnel Zone)
电波在空中传播时需要一定净空的空间。

或者说电波在空中是以射束的形式传播的。

一
般的讲，净空要大于第一费涅尔区才可以认为直射电波不受阻挡的损耗。

费涅尔区是根据惠更思原理推导出来的。

如图1.2，假设在电波发射点A 和电波接收点B 之间有一个假想的平面与电波进行方向垂直。

可以认为电波自A 点发射出来后被假想平面吸收，又二次辐射至B 点。

这样，自A 点经假想平面上不同的点到达B 点的电波射线行程也不同。

如果设自A 点经O 点而到达B 点的行程分别为d1 和d2，经过其它点（譬如C 点）的行程分别为r1和r2。

那么，r1+r2>d1+d2 (d1+d2=d0为自A 点至B 点的最短距离)。

随着C 点远离O 点，这个行
..(1.1.7)
..............................126.75....20log V /m)E(dB 115.76
410log V /m)E(dB Pr(dBm)2
-+=-+=λμπ
λμP P 4d G 4/P G 4d ...................(1.1.9)r t 22
t 2
=⨯=⨯⎛⎝ ⎫⎭⎪ππλ
λπ 1.1.10).........(..............................
4L 2
s
f ⎪⎭
⎫
⎝⎛=λπd
程差也越大。

当两者行程差达到半波长（λ/2）时，通过C 点围绕O 点形成的圆所包罗的面积称之为第一费涅尔区。

如果C 点继续远离O 点，达到r1'+ r2'- (d1+d2) = λ 时，第一费涅尔区以外和第二个圆以内的范 1.2 费涅尔区原理图 围称之为第二费涅尔区。

依次类推可以得到
高次费涅尔区。

费涅尔区微量场强之矢量和，如图1.3所示。

图中可以看出，第一费涅尔区边缘的微量场强矢量(dEn)和经O
点的微量场强矢量 (dE1) 方向相反。

同样，第二费涅尔区以及高次费涅尔区之微量场强亦然。

各费涅尔区之场强矢量和相间反向且次第减小。

如果分别把各费涅尔区之场强矢量和用E1，E2，E3，。

表示，则当假想平面延伸至无限大时，A ，B 点间可以认为是自由空间。

这 图1.3 各费涅尔区场强矢量和 时，如果设A 点发射之场强经自由空间到达B 点时之场强为E 0，E 0可 以表示为：
E 0=E1-E2+E3-E4+⋯+Ei-⋯
=（E1）/2+(E1-E2)/2-(E2-E3)/2+⋯ (1.1.12)
≈（E1）/2 ...................(1.1.13)
其中从（1.1.12）式变为(1.1.13)式是因为各相邻费涅尔区之场强矢量和大小相近而方向相反，
可以近似等于零（即E i+1 - E i ≅ 0）。

F n d d d d ,......(n 1,2,3,....).............(1.1.14n 12
12
=
+=λ)
费涅尔区半径随d1和d2的变化而变化。

以d1和d2为变数的第n费涅尔区半径F n可以表示如（1.1.14）式。

因此，第一费涅尔区围绕电波传播途径是一个图 1.4 费涅尔区空间椭圆在电波传播研究中，常用波前和波束表示电波在空中的传播情况。

所谓波前是指辐椭圆球体。

如图1.4所示。

但在天线附近费涅尔区的定义是不适用的，这一点在第二章中还会谈到。

波前和极化（Wave Front and Polarization）
波前：是电波发射空间电场强度相位相等的各点形成的曲面。

所以有时也称之为等相位面。

与波前垂直的线称之为射线，而这种线束称之为射束。

波前的形状与辐射源有关。

譬如点源发射出来的电波之波前是球面，波前为球面的电波称之为球面波（spherical wave），多数在自由空间中产生。

如果辐射源是一根无限长的线，其发射出来的电波便是以辐射源为轴线的圆筒面，波前为筒状面的电波称之为筒面波（cylindrical wave）。

多在电波经直而长的刃形边缘绕射时产生近似的筒面波。

如果辐射源是一个无限大的平面，波前为平面，具有平面波前的电波称之为平面波（planar wave）。

平面波实际是不存在的，但在距离辐射源很远的地方，取球面波的一个很小的局部，可以把它近似看成平面波。

移动通信环境中天线增益一般都不很高，其有效面积不大，在基站接收天线附近的局部空间，多数情况下到来的电波可以看成是平面波。

极化：目前所有无线通信用的电波都是极化波。

在波前平面上，电场强度的方向称之为电波的极化方向。

人们研究极化时多以地球为参考，垂直于地球表面的称之为垂直极化，平行于地球表面的称之为水平极化。

在900MHz频段的移动通信天线多为线状天线，其极化与天线安装方向相一致。

当天线竖直安装时，为垂直极化，当天线倾斜时，极化也随之倾斜。

无论垂直或水平极化，均为线极化。

还有一种极化为圆极化（或椭圆极化）。

圆极化是两个线极化组合而成。

当两个不同极化的电波以不同的相位同时到达接收点
时，两者合成的电波便是一个旋转的极化。

如
图1.5，当两个相互垂直的振子在空间激励两个极化相垂直且幅度相等的电波，振子间距为四分之一波长（λ/4）时，其在空中合成之电波极化便是圆极化波。

如果水平极化振子在
前，圆极化为右旋，反之为左旋。

如果两个线极化波幅度不相等时，则为椭圆极化。

如果两个线极化的电波前后相差不是λ/4时，其合成电波之极化会不规则的旋转或摆动。

因为电波传播经反射后会发生极化旋转，所以在干涉场中接收信号时，其极化不一定和发射天线的极化一致，而且是随衰落而变化的。

图1.5 圆极化波 理解这一点，对了解极化分集接收很有好处。

1.2 电波的反射：
电波在大气层中传播主要受地面的影响。

在传播距离不很远时，大气不均匀引起的折 射可以忽略不计。

电波在大气中传播遇到地面时，一部分进入地层而被吸收，另一部分则被
反射回大气层中。

地面对电波的反射能力和地面参数中之介电常数εr 和电导率σ关系比较密切。

两者之综合参数称之为复数介电常数δ
式中εr 为相对介电常数（εr =实际ε相对于自由空间ε0的相对值），大气中εr ≅1。

从（1.1.15）式中可以看出，当电波频率很低（波长λ很大）时，电导部分远大于电介值部分，大地可以被看作导体。

反之，大地又可以被看作绝缘体。

式（1.1.15）中不同地表之参数如表(1.1)。

δελσ=-r j 601115......................(..)
表(1.1) 地表电气参数
表中可以看出工作在800MHz以上（λ<0.4m）除海水外，绝大多数地面可以认为是绝缘体。

其实对于非金属的多数建筑物表面，也可以看作绝缘体。

物体的反射系数（Reflection Coefficient of Objects）
在通信距离不远时，地面可以认为
是平面，当然，绝大多数建筑物的墙面
或顶部也可以看作平面所以这里首先
考虑平面的反射情况。

如图1.6所示，当入射波遇到介电常数不同于大气的平面时，除一部分进入该平面外，大部分被反射回大气中。

并且入射波的入射角和反射波的反射角相等
图1.6 电波的反射（αi=αo=α）。

其水平极化反射系数R H和垂直极化反射系数R V分别为：
R
H =
--
+-
sin cos
sin cos
..........................(..)αεα
αεα
r
r
2
2
1116
R=sin--cos
V
r r
2
εαεα
εαεα
r r
sin cos
........................(..) +-2
1117
式中反射系数为正值时表示出射波的极化和入射波的极化相同，而反射系数为负时，表示出射波极化与入射波极化相反。

多数情况下垂直极化波经反射后极化不变。

而水平极化经反射
后极化要变180度（如图1.6）。

如果入射波之极化既不垂直于反射面，又不平行于反射面，经反射后就会旋转一个角度。

称之为反射的极
化旋转。

地面反射也好，建
图1.7反射点之费涅尔区 筑物或其它平面物体的表面反射也好，其有效
反射面之大小至少要和第一费涅尔区的面积相当或大于第一费涅尔区，上述各种反射系数才是正确的。

所以使用反射系数公式时要检查反射面积。

地面的反射面积如图1.7。

图中在地面上之投影近似椭圆，但实际不是椭圆，因为l 1≠l 2.。

投影近似于椭圆之短轴为b
从（1.1.16）和(1.1.17)式可以看出，如果入射角（α）很小时，sin α也很小。

那么，
R H ≅ R V ≅ -1 ..........................................(1.1.19)
即无论垂直极化或水平极化，反射系数绝对值均为1，而且极化均反相（旋转180度）。

当入射角逐渐增大，垂直极化反射系数可以达到0，这时α角度可以表示为
这个角度我们把它称之为临界角（αC ），从这个角度以后（即α>αC ）垂直极化反射系数均大于0，或者说极化不发生偏转。

b d d (d d )
12
12=
+λ.............................(..)
1118)20.1.1.........(.. (1)
1
arcsin
-==r C εαα
当入射角接近90度时，（1.1.16）和(1.1.17)式可以写为 球面大地的反射(Spherical Earth Surface Reflection)
当通信距离比较远时，地面的弯曲不能忽视，则需要考虑球面散射效果对反射系数的影
响。

如图1.9所示，由于地球的曲面使得电波散射后的单位面积密度减小（图中射束截面之大圆为球面反射，小圆为平面反射），造成较平面更大的损耗，称之为球面反射修正系数De ，即总反射系数应该是反射系数和修正系数的乘积。

式中参数见图1.9。

其中Re 为地球有效半径，在标准大气中Re=8493km （地球平均物理半
径为6370km ）。

h’为发射天线高度，d 1和d 2分别为
反射点至两端的距离。

可以看出，这个修正系数与天线高度和距离都有关系。

图1.9球面大地之散射
1.3电波的绕射
电波在传播途径中遇到阻挡时，会发生绕射。

绕射的理论已有广泛的研究。

诸如由Keller 于1962年建立的“绕射的地形理论（Geometrical theory of Diffraction-GTD ）”，以及后来由
R 11H r r
=
-+εε...................................(..)
1121R V =
-+εεr r 11
1122......................................(..)
De 12d d Re.h'(d d )12
2
121
2
≈++⎡⎣
⎢⎤⎦⎥
-.............................(..)
1123
Pathak 等人改进的“均匀绕射理论（Uniform Theory of Diffraction-UTD ）”.叙述起来都相当费篇幅，不适用于手册的编写。

这里只介绍一种利用惠更思原理的计算方法。

为了简单起见，在分析时假设电波阻挡物可以看成是没有厚度的吸收体。

这种假设对于
计算建筑物阻挡损耗时的误差可以为工程精度所接受。

这样就可以认为在阻挡物所在的地方有一个假想的平面（见图1.10）。

电
图1.10 阻挡绕射 波自发射点T 发射，被假想平面中除被建筑物阻挡以外的平面吸收后（例如P 点），又二次发射到接收点R 。

这样便可以把除被阻挡的面积以外的二次发射源所发射至R 点的场强E 积分起来，就是接收点R 的接收场强。

绕射损耗
实际计算时，假设自由空间条件下R 处的接收场强为1。

减去阻挡部分二次发射所产生场强所占的比例。

这就是绕射损耗L d 。

计算如下：
式中：
其中建筑物边缘和坐标的距离关系见图1.10。

式（1.1.24）中等号右侧是绝对值。

1代表自由空间值，第一个小括号中为沿x 轴方向之积分，第二个小括号中为沿z 轴方向之积分。

该积分如果上限为无限大，则积分后之数值为（0.5-j0.5）。

所以（0.5-j0.5）表示积分自坐标o 点至地面以下。

这个计算是考虑建筑物以外三个方向上空间的二次发射。

式（1.1.24）中之积分称之为费涅尔积分。

可以查积分表。

也可以编一个小程序计算很方便。

L =1-j 2e du -e du e dv u -(j u /20u -(j v /2)
v 22122
-⎰⎰⎰⎛⎝ ⎫⎭⎪⎪-+⎛⎝ ⎫⎭⎪⎪(/).........(..)j u j πππ22005051124u =
2d 1s λx 1;u =2
d 2s
λx 2;
h s
2d 2=
v λd =
d d d +d s 12
12
.
至于接收端处于地平线以外之阴影区时，其接收场强往往处于移动通信允许接收最低场强以下。

所以手册中不在赘述。

1.4树木阻挡损耗
当电波穿过树木群时（如公路两旁的树木或葱郁的树林），电波会受到较自由空间更大的损耗。

根据ITU-R推荐的公式（The fitted ITU-R model）如下：
L=0.39f 0.39d 0.25(dB) (有树叶时) (1.1.25)
L=0.37f 0.18d 0.59 (dB) （无树叶时）(1.1.26)
式中L为在自由空间损耗之外增加的阻挡损耗，用分贝表示。

其中f为频率，用MHz 为单位，d为树林厚度，用米为单位。

第二章天线基本知识
2.1天线工作原理
半波振子
目前陆地移动通信所使用的频段大约在150MHz ~2GHz 范围，并且多为线状天线。

线状天线最基本的形式是半波振子。

半波振子基本原理如图2.1所示，两个振子总长接近二
分之一波长（λo /2），驻波电流之分布如图中之曲线所示，两端电流为0。

即，如果峰值电流为Io ，则其电流分布为
图2.1 半波振子示意 I=I o cosk o x .................(2.1.1)
式中k o 为电波传播常数（=2π/λo ）；x 为以
半波振子中心为原点沿振子方向之坐标。

当x=λo /4时I 等于0。

半波振子的输入阻抗Z o =73.13 Ω。

其方向性D(θ，φ)之表示式为
……..(2.1.2)
增益为10log(1.64)=2.15dBi 。

半功率角为78度。

折叠式半波振子
折叠式半波振子如图2.2所示。

它具有一般半波振子之方向特性，但输入阻抗接近
300Ω
图2.2 折叠式半波振子 （=4x73.13）。

这种结构具有传输线均衡的效果，所
以其工作频段比半波振子稍宽。

天线阵
这里主要讨论900MHz 频段移动通信常用
θ
θπ
φθsin )cos 2cos(),(D =
的线状天线阵。

它可以是若干个半波振子组成。

譬如有一个大于二分之一波长的振子，如图2.3所示。

图2.3 振子长度大于λ/2时的电流分布
图2.3 振子长度大于λ/2时的电流分布 其振子上的电流和电荷分布将会有多次方向和幅度变换（图中只表示了电流的分布，为正弦分布，在馈源处为正向电流最大。

继而变换电流方向，距馈源半 波长处达到负向电流之最大值）。

它的方向性和增益均大于半波振子。

为了使天线增益更高，可以把两个负半周电流组织在四分之一波长的短路线中，从而使
这一段辐射的能力减至最低。

如图2.4所示。

这时天线变成三个半波振子的天线阵。

这种天线阵称之为线型天线阵（collinear array ）(相对于并行天线阵-parallel array 而言).可以有N 个单元。

在2.4图中N=3，当然还可以是更多个单元。

如果是同轴电缆作为能源馈送媒体，一个半波振子可以如图2.5所示之情况。

因为外导体反转后形成的另半个振子导体直径远大于电缆心线型成
之那一半振子，外导体形成之λ/4半波振子要稍短一些。

内导体之长度也接近λ/4。

/4短路线表示外导体折回部分同轴电缆形成之λ/4短路线。

图 2.4 线型天线阵举例 如果同轴电缆裸露的心线大于
λ/4，譬如说n λ/4，或说若干个四分之一波长。

其心线上的电流分布如图2.6所示。

其增益也稍大于半波振子。

如果也把它组
成线型天线阵，则可以如同图中
]cos )2
sin[(]cos )2(sin[sin )cos 2cos()()(θπθπ
θθπθθN A D ⨯
=
（b ）之结构。

以上这些同轴短路线和图2.4中之裸线短路线不同之处在于外导体之折回部分直径大于心线，其长度要稍短于λ/4。

图2.5 同轴电缆式半波振子
以上所说的天线阵均为全向天
线，其增益来自压缩天线垂直方
向之辐射瓣宽度。

其增益大约为
（2.1.3）
式中D(θ)为半
波振子的方向性，其中θ为偏
离半波振子轴线的角度。

半波振
图 2.6 线型天阵
子对“各向等幅”（isotropic ）天线而言增益为1.64（2.15 dB ）。

当θ=90º时，（2.1.3）式较半波振子增益大
N 倍。

由于同轴电缆型线型天线阵之结构不同，其增益也有所差异，达不到理论上的N 倍， 实际多接近N/2倍。

譬如8单元的线型天线阵的增益大约为
（6dB d =8.15dB i ）。

定向天线是在上述线型天线阵的基础上增加反射器而形成的天线。

反射器多为抛物面形
之直筒。

这个反射器宽度决定定向天线在水平方向上的半功率角（Φ的函数）。

如图2.7所示，其长度为L ，调整其宽度可以控制其水平方向上的半功率角宽度。

线型天线阵一般应放在抛物面的焦点上。

为了调整天线输入端的驻波比，天线阵可以稍
偏离焦点。

天线防护罩多为与空气介电常数接近
之材料制成，以减少防护罩的电波反射。

２.２天线俯角的应用
定向天线的俯角有两种调法，电气调俯角和机械调俯角。

下面分别讨论两种俯角的
特点。

定向天线的机械俯角
所谓机械俯角是指把上述定向天线用
图
2.7定向天线
机械的方法向下倾斜。

如图2.9所示。

这种倾斜的特点是：从前方看其俯角
为γ，但在其它方向上看则不同于γ,譬如说为
φ=（π/2）-α。

如图2.8所示。

根据球面三角学，α，β和γ之间的关系为
cos α=cos γcos β+sin sin βcos ψ (2.1.4)
图2.8定向线型天线阵式中β=（π/2），ψ为视点C偏离天线正前方Z轴的圆弧角。

因此，（2.1.4）式中之cosβ= cos (π/2) = 0,
sinβ=sin(π/2)=1,
(2.1.4)式可以写为cosα=sinγcosψ
或sinφ=sinγcosψ ...(2.1.5)
可以看出，当视点C偏离天线正前方时，看天线的俯角不再是γ，而是φ。

当视点偏离Z
轴90度（ψ=π/2）时，cosψ=0, 即Array sinφ=0，或φ=（π/2）。

这时看天
线的俯角仍旧是0度，但极化不再是
垂直极化。

当采用机械俯角时，由于
偏离天线正前方时天线俯角变小。

其在无限远处的增益降低的幅度不明显。

当偏离90度时，其增益与无俯角时一样。

图2.9是天线不同俯角时的水平方向上的方向图。

一般天线供应商只提供2维垂直方向和水平方向增益曲线图。

无法知道这两个方向以外的旁瓣幅度。

图2.9 天线俯角对水平方增益的影响
作者认为，天线下倾后在水平面上测其增益曲线，和不下倾时在与水平面成 角（等于下俯角）的平面上测其方向图应该是一样的（理论增益曲线不考虑环境的影响，增益曲线的测试应该是在无反射的封闭环境中进行的）。

所以如果下倾之后的水平方向增益曲线出现畸形，唯一的原因就是在供应商提供的2维增益曲线之外的旁瓣太大。

所以在购买天线时应该
请供应商提供下倾后的水平方向增益曲线（下俯角应该达到30º比较理想）。

定向天线的电气俯角
也可以采用电气俯角。

电气俯角是在
天线生产时就作好的俯角（或者是可
调的俯角）。

其原理如图2.10所示。

图中粗线表示天线阵组成之振子单元，馈线送来射频信号时（等相位信号）经过不同的移相
器，从而使远方某一个角度上的信号最强。

接收与之
相反，来自某一方向上之信号经移器
图2.10电气俯角原理后变成同相位的信号相加，其他方向上
来的信号因到达各振子的相位不同于某一既定方向，经移相器后变不成同相位，相加后的信
号幅度小于某一既定方向上的信号幅度。

如果既定方向是下倾θ角，该天线就是下倾θ角的
天线。

如移相器的相位是可以调节的。

该天线就是可调俯角天线可以看出电俯角天线因为有
移相器，会增加馈线的损耗从而降低天线的效率（或降低天线综合增益）。

移相器对相位移
动越大，损耗也越大。

所以电俯角天线的俯角不宜太大。

天线俯角的应用
其实，在建筑物分布很复杂的城市中，利用天线俯角处理干扰问题时完全可以根据具体
情况处理所须俯角。

从这个观点看，机械俯角又有很大的灵活性。

所以实际运用中可以电气
俯角和机械俯角混合使用。

譬如，基站覆盖区及其同频邻区，同处于建筑物基本等高的市区
内时，最好用降低天线等手段降低干扰，而不用天线俯角的方法。

如果沿大街，而且街两旁
都是高层建筑可以遮挡天线的旁瓣，则不妨大幅度使用天线俯角。

所以处理干扰时要根据情
况灵活运用各种手段，大天线俯角并不是绝对不可以用的。

只要其两侧的干扰不成为问题，
就不妨根据需要使用。

当然在使用时要顾及天线附近的环境影响。

举例来说。

在一些比较大的城市，基站间距可以小到200米。

如果基站间距达到200米，表示平均覆盖半径为100米。

这时如果天线高为20米，自天线俯视覆盖边缘的俯角大约为11度。

如果只将天线下俯11度，还要考虑其水平方向上的增益以便检查被干扰区域的情况。

多数天线的半功率角（垂直方向）为8︒~18︒，这样其水平方向上的天线增益只降低3dB左右（具体要查天线方向图）。

对单纯利用天线俯角来降低干扰来说，效果不太显著。

所以有时希望使天线辐射最小点(null fill)对准被干扰区域。

譬如说这个区域距干扰天线300米，仍旧取天线高为20米，则俯视该区域的俯角为4︒左右。

而天线的第一个最小辐射方向大约偏离主辐射方向20度左右，这时就希望把天线下俯24度。

以上举例讨论说明了一个问题，一方面不希望只用天线俯角减小干扰，另一方面也不能局限于不能超过的某一俯角。

要根据实际情况灵活处理。

2.3 天线间的空间偶合
当两个全向偶极子天线并列而且距离很近时，一个天线的辐射会影响另一个天线的电流分布。

即两个天线互相影响其各自的方向性。

但是这种影响随着天线间距的加大很快就会消失。

理论分析，离开5个波长（对于蜂窝式移动通信所使用的频段而言，这个距离相当于两米左右）以上，彼此的影响可以忽略不计。

因此，天线并列时产生的主要不良影响将是互相接收彼此的信号。

这种影响可以分做两种情况，即发信天线之间的相互影响和发信天线对收信天线的影响。

两个发信天线之间的相互影响：两个发信天线之间相互影响的机理是一个天线接收另一个天线发射的信号后可能在功率放大器中产生互相调制（即所谓交调-Intermodulation）。

当两个天线工作在同一频段时，这种情况尤为严重。

一般功率放大器的线型都很好。

因为发射机都要求本频段的寄生辐射要低于发射信号至少60dB。

在多载频的放大器中这一点尤为重
要。

但是如果被放大的信号超过放大器的线型区域后，交调产物会骤然增加。

如果功率放大器中除本放大器输入端的信号以外，还有自天线反馈下来很大的信号在放大器的输出端与之会合，也会把放大器推向饱和，从而产生不可容忍的交调。

为了避免这种情况发生，要求两个天线之间的去耦尽量大。

经实际测试，在800 900MHz频段，两个增益为13dB的全向天线间距在4米以上时，其去耦大约为20dB。

如果设被干扰天线发射功率为1，它接收另一个天线的信号是自己信号的(10-20/10=)0.01倍，即功率变化大约为（10log1.01=）0.04dB。

这种功率变化显然不会产生上述那种交调。

所以当两个天线间距在4米以上时两者之间的相互影响可以忽略不计。

如果是定向天线，两者的间距限制还要宽松些。

发信天线对收信天线的影响：由于收发天线的工作频率差多在40MHz以上（GSM900为45MHz），不会产生多大的问题。

但当收发频率相近时，如AMPS和TACS在邻接处的上下行频率很接近。

就要采取措施。

下面是某公司做的实验结果。

表2.1收发天线去耦实验结果
注：测试用天线增益为12dB，间距7.3m。

箭头表示天线方向。

根据这个实验结果，当两天线同一方向时，接收天线在发射天线后面，隔离效果最好。