PWM整流器在自反馈串级调速系统的应用毕业论文外文文献翻译及原文

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文献、资料中文题目：PWM整流器在自反馈串级调速系统的应用文献、资料英文题目：

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翻译日期： 2017.02.14

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题目：PWM整流器中的应用自反馈串级调速系统

PWM整流器在自反馈串级调速系统的应用

摘要：

本文分析了自反馈串级调速系统功率因数较低的原因，并提出了一种新的基于PWM 技术的串级调速系统方案。在此系统中，用IGBT代替了可控硅。它可以提供电容式无功功率去补偿传统的串级调速系统产生的感应无功功率，因此，它可以提高功率因数。文中介绍了PWM整流器和PWM电流控制方案。最后给出了仿真结果和结论，结果表明，新系统工作在单位功率因数。

索引词- 串级控制，功率因数，脉宽调制

一导言

在我们的日常生活和工业生产中，电力系统占相当大的比重，特别是这些载荷鼓风机和泵，使用多能量，因此节能的风机和水泵正在成为工业生产的主要问题之一。利用可控硅串级调速控制，是风机和水泵节能的有效手段。比较变频调速控制，这种方法更好，更便宜，不仅能平滑调速还能节能20％〜40％。但是，传统的级联速度控制系统具有低谐波因素和多一些缺点。功率因数高负荷，高速低转速负荷0.4 0.6。它带来了巨大的浪费和污染。这个缺点阻碍了延伸和串级调速中的应用。在一种新的级联速度控制系统方案的基础上，提出了PWM整流器。在新的计划中，晶闸管逆变器被IGBT代带，并且系统具有高功率因数。

二 CHOP 内馈调速的原理

在电机中内反馈串级调速控制系统是异步电动机转子系列woundrotor 抵抗速度的基础。一个新的三相对称绕组命名调整绕组定子绕组上，建立的初级绕组称为主绕组。额外的电动势绕组的调整是由主绕组引起的。采用晶闸管逆变器，附加电动势serriedwound 与转子绕组，其速度可以通过改变其规定。普通串级调速系统调速是通过改变反角β，但无功功率提升，功率因数作为反角增加而减少。因此，斩波串级speedregulation 系统如下：

1.对斩波串级调速系统中的整流桥输出电压2034.2sE U d = 。逆变器的输出电压βcos 34.22T i U U = 转子回路方程是i d U T

T U τ-=。因此，旋转速度公式可以显示为()⎪⎪⎭

⎫ ⎝⎛--=T E T U n n T 2020cos 1τβ：2T U 是调整相绕组电压，τ是斩波器脉冲持续时间比和对应的20E 是转子额定电压。因此，电机的旋转速度可通过调节控制脉冲宽度的比例。

（1）

三 功率因数的分析

对串级调速系统功率因数为：()()21211cos T T T

Q Q P P P P ++--=θ在公式中，P1是由电机

吸收的有功功率; PT 是有功功率给电网的反馈; Q1是由电机从电网吸收的无功功率; QT 是逆变器从电网吸收的无功功率。在斩波串级调速系统，逆角β为固定的，因为，它是一般约030 。因此，在系统中QT 是不变的。但是，当电机在低速运行，T P 增加，功率因数下降。

四 PWM 整流器的定性分析

可控硅由PWM 整流器 取代，新的级联速度控制系统方案原理图图2：

PWM 整流器是一个四象限变流器。其交流和直流侧可以控制的。当使用电网电测力矢量为参考，则PWM 整流器的工作fourquadrant 可以通过控制交流侧电压向量V 。I 是固定的，所以I L V L ω=也是固定的。在这种情况下，在PWM 整流器交流侧电压矢量的运动轨迹是一个圆的半径的VL 。当V 的电压矢量端点的圆轨迹A 点，电流矢量延迟电动势矢量090E 。PWM 整流器网侧电感为图3显示的特征。当V 的电压矢量端点的圆轨迹B 点，电流矢量I 是平行，与电动势矢量E 同一方向。在PWM 整流器网侧图4显示为阻力特性。当电压矢量端点的圆V 位点C 点，电流矢量I 是电动势矢量090E 的PWM 整流器网侧电容，图5显示的特征。当V 的电压矢量端点的圆轨迹D 点，电流矢量I 是平行，与电动势矢量E 相反的方向。在PWM 整流器网侧显示为图6负阻特性。

（图3） (图4)

（图5） （图6） 所以一定要确保输出端的直流电压，输入电流和交流侧电压可以 在负阻或电容特性恒定的情况下工作，因此0=T Q 或1Q Q T -=可以提高功率因数。

五 PWM 整流器控制系统的设计

三相PWM 整流器交流侧均为时变交流量，不利于控制系统设计。引进电机矢量控制的思想，从交流侧看可以把电感电阻和交流侧看成一个交流电机的模型与三相逆变器相同, 我们更可以把三相交流电机的控制理论运用到三相PWM 整流器中。把三相静止坐标变换成二相旋转坐标，在进行解耦控制，电压为外环，电压给定和实际的差值进行调节后经过PI 后得到有功电流的给定，设定想要给定的无功电流，高功率因数系统中，功率因数为1，所以无功电流给定为0，在通过检测出来的实际的电流矢量变换和解耦后得到的实际的有功电流和无功电流与给定的有功电流和无功电流的比较来得到指令电压信号，从而我们得到如图所示的控制框图来实现系统的控制。这种直接通过检测实际电流，再进行矢量变换解耦控制的方法直接对电流进行控制和上述的通过电压的关系来间接控制电流的方法更客观，而且控制更有效。因此根据坐标变换的关系，三相PWM 整流器拓扑结构的两相旋转坐标系dq 模型可描述为：

⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎥⎦⎤⎢⎣

⎡+-+=⎥⎦⎤⎢⎣⎡q d q d P q d v v i i R Lp L L R L e e ωω （2） 上述方程中，d e ，q e 是d 和q 轴的电动势矢量，矢量d v ,q v 是组件d 和q 轴的在AC 端，电压矢量分量，d i ，q i 是在交流侧电流向量d 和q 轴分量，p 为微分算子。

在公式（2），因为D 和q 轴分量耦合，很难设计出控制系统。因此，一个控制策略的前馈解耦是给出的。 PI 调节器，是层状的电流调节器，所以控制方程，矢量量化为：