高频隔离光伏DCDC方案

目前，应用光伏并网系统为小功率光伏建筑屋顶系统（BIPV），一般来说多集中在单台额定功率为10KWp以下的并网逆变器。通过大规模的逆变器并联使用可以组成兆瓦级的光伏电站。本章以单相高频隔离作为主电路的研究对象，详细分析了系统前级DC-DC部分以及后级DC-AC逆变部分的主要关键参数设计，系统的研究了二级功率变换整体控制方案中每种方案实现的优缺点。对系统逆变部分的电流环设计采用的是滑模控制策略，给出了在滑模控制下的电流环仿真和实验结果，仿真结果表明滑模控制的可行性以及其优越性。

5.1 主电路拓扑的选择

在前言绪论部分就单相光伏并网逆变器的电路拓扑已经从总体上做了分类研究，单相高频并网系统中BOOST电路加全桥逆变是流行的选择，其主电路拓扑简单可靠，前级DC-DC部分控制简单。但是这种拓扑不具有电气上的隔离。当然也可以在逆变后级部分再加一级工频变压器隔离，但是系统的效率会下降且体积和重量增大。基于电气隔离的这种考虑，因此本文所研究的系统拓扑选择就集中在前级DC-DC拓扑上的选择。作为单相高频光伏并网前级变换的DC-DC部分，选择何种拓扑我们主要考虑的DC-DC电路的如下因素[84-85]：

1）具有电气隔离性能；

2）高的转换效率和宽的输入电压范围；

3）费用较低；

4）较小的阵列电压、电流纹波；

满足上述条件的DC-DC主电路拓扑在目前实用的产品化阶段分别为推挽电路、半桥电路、全桥电路，推挽电路拓扑如图5-1所示：

a）电压型推挽DC-DC b）电流型推挽DC-DC

图5-1 推挽隔离DC-DC变换器

Fig.5-1 Push-pull isolated DC-DC converter

推挽电路的问题主要有二点[86-87]：其一是需要附加额外的去磁复位电路；其二是功率器件关断时承受二倍输入电压的电压。在考虑到变压器漏感、电路分布

电感以后，功率管的关断电压尖峰可能会大于二倍输入电压，对阵列输入电压较高的场合，此时的开关管关断时承受的电压应力非常大，这样对功率器件的选型较为困难。同时过大的电压尖峰也会造成关断损耗增加。因此推挽电路不适合应用于输入电压较高的场合，同时也就意味着该拓扑不适合宽输入电压范围的情形。在电力电子学中推挽电路更多的是应用在低压大电流的场合。因此在光伏并网系统中这种DC-DC 电路更适合应用于交流组件（多集中在250瓦以下）的并网发电系统[88]，此时输入电压的最大值为单个电池组件的开路电压。

和推挽电路的上述缺点比较起来，半桥电路拓扑是一种较好的选择，如图5-2a 所示。开关管的电压应力在理想情况下为输入电压，考虑到变压器漏感和分布电感，开关管的关断是电压应力比推挽电路小的多。和全桥电路相比，在同样输出电压的情况下半桥电路的输入电压是全桥电路的一倍，或者半桥电路的输入电压不变但是需要增加一倍于全桥电路的变压器匝比，但是这会增加变压器的体积、重量和损耗[89]。与半桥电路相比，全桥电路无疑是最好的选择，如图5-2b 所示。相对半桥而言，功率管的数量和驱动均增加一倍，成本增加，但是可用在功率较大的场合，其具体的优点是：主变压器只需要一个原边绕组，通过正反方向电压得到正反方向的磁通，副边通过全波整流输出。因此变压器的铁芯和绕组最佳利用，使得效率功率密度得到提高，另外功率管的关断电压应力等于输入电压，反并联二极管能够消除一部分又漏感产生的过压，因而无需设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。虽然功率管的数量较多，但是通过适当的控制方式，全桥电路较容易工作在ZSC/ZVS 的软开关的工作状态。因此系统的整体效率不会因为功率管的数量增多而下降。

L

L a ） 半桥DC-DC 拓扑 b ）全桥DC-DC 拓扑

图5-2 桥式隔离DC-DC 变换器

Fig.5-2 Bridge isolated DC-DC converter

总之，经过上述的比较分析，本文最终选择全桥隔离DC-DC 变换电路作为系统直流变换的拓扑，这样整个系统的电路拓扑如图5-3所示。系统整体为二级变换结构，前级的DC-DC 实现了输入电压的变换和电气隔离以及系统的最大功

率跟踪。后级为另一个全桥电路组成的逆变电路。

图5-3 单相高频隔离光伏并网逆变器主电路拓扑

uit topology of single-phase high freq Fig.5-3 Main circ uency isolation

photovoltaic grid-connected inverter

5.2 全桥变换器整流桥的研究

380V 管的关断损耗，然而另一方面如前所述对二极管的选型提出了很高的难度。

5.2.1 整流桥寄生振荡的产生与解决方案[90-93]

管全部（n 为变压器的匝比），整流桥中有二只二极管要关断，另外二个继续导通。前级的DC-DC 部分是全桥软开关，具有电压应力低，高频变压器的磁通对称，利用变压器的漏感或者原边串联谐振电感和功率管的寄生电容或外接电容实现软开关（ZVS 或者ZCS ）。变压器副边输出的交流脉冲波形经过全桥整流变成直流，是应用于中大功率DC-DC 场合的较为理想拓扑。由于光伏并网逆变器的输入阵列电压范围宽，这样做目的是同一逆变器适合较多的阵列组合，从而极大的方便了用户选择阵列的灵活性以及产品的通用性。目前较多的单相光伏并网逆变器的性能指标中输入电压的范围一般都在180V~600V （开路电压）。如此宽的电压范围经过前级DC-DC 变换以后其输出的直流母线上的电压一般为稳定的左右（根据系统不同工作状态，该电压是变化的，但是变化的幅度不大）。

输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或者附加的谐振电感）以及分布电容产生的高频振荡，从而在二极管关断时产生很高的前沿尖峰电压，随着输入电压的提高全桥整流二极管反向关断电压将会更高。这一方面增加了二极整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或者附加的谐振电感与变压器的绕组分布电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压n V in /