移相式全桥电源控制器的设计与Matlab仿真分析
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《自动化与仪器仪表》２００９ 年第 ６ 期（总第 １４６ 期）
移相式全桥电源控制器的设计与Ｍａｔｌａｂ仿真分析
余 熠，江 明 （安徽工程科技学院电气工程系 安徽芜湖，２４１０００ ）
摘 要：采用 ＴＩ 公司新一代移相Ｐ Ｗ Ｍ 控制芯片Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５，针对大功率全桥Ｚ Ｖ － Ｚ Ｃ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 开关电源开发设计了电源
本文基于家用电动汽车夜间充电的实际，采用常规 充电方式。将 ２ ２ ０ Ｖ 交流电经整流后逆变，变压放大，再整 流滤波产生所需要的直流电压。充电器主电路采用移相控 制 ＺＶ－ＺＣＳ－ＰＷＭ 全桥变换器，实现了超前桥臂的ＺＶＳ 和滞后 桥臂的ＺＣＳ。
收稿日期： ２ ０ ０ ９ － ０ ７ － ０ ９ 作者简介： 余熠（１ ９ ８ ５ － ）， 男， 研究生， 主要研究方向为自动化 仪表及测试。
紧凑巧妙，具有完善的限流及过流保护、电源欠压保护、 基准欠压保护、软启动和软停止等功能。以图 １ 主电路为 控制对象，根据技术指标要求，以ＵＣＣ３８９５ 集成控制芯片 为核心设计的开关电源控制器框图如图 ３ 所示。图３ 中，控 制器由Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 、时钟与锯齿波形成电路、电压和电流采 样电路、斜坡补偿、调节器、隔离驱动及保护电路等部分 组成。采用峰值电流模式双环控制。
1 整体电路结构设计 全桥逆变电源电路逆变原理图如图 １ 所示。全桥逆变
电源在脉宽调制方式下工作。２ ２ ０ Ｖ 的交流电经整流滤波后 得到的直流电压加在桥臂上，通过Ｐ Ｗ Ｍ 波控制开关管的通 或断，得到正负半周对称的高频脉冲经变压器降压，再经 输出整流桥变为直流脉动方波，最后通过 Ｌ Ｃ 滤波得到直 流量加到负载铁锂电池上。由于电池充电需要工作在恒流 与恒压两种状态，所以，对电流信号采集采用Ｌ Ｅ Ｍ 型传感 器，被测电路和测量变换电路之间没有直接的电气联系， 具有很好的隔离作用。电压采样电路由精密电阻和可调电 阻构成，由于单片机Ａ Ｄ 测量最大设定范围一般为５ Ｖ ，所以 要使电池组电压成比例的缩小在 ５ Ｖ 范围内，为了抵抗电 气干扰和高压电击，该电路采用高速隔离光耦Ｐ Ｃ ８ １ ７ 隔离。
控制器。应用Ｍ ａ ｔ ｌ ａ ｂ 的可视化仿真工具Ｓ ｉ ｍ ｕ ｌ ｉ ｎ ｋ 建立了移相式全桥电源控制器仿真模型。仿真结果表明，改变移相
角从而改变输出电压值，达到了移相控制的目的。
关键词：移相全桥；Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５；仿真
Abstract: The power supply controller is designed for high-power full-bridge ZV-ZCS-PWM switching power supply, using a new
0 引言 随 着 全 球 能 源 危 机 的 加 剧 ，作 为 绿 色 环 保 交 通 工 具
的电动汽车将成为未来的汽车发展趋势。电动汽车的大量 普及使用可以有效地解决汽车尾气排放和石油原材料紧 缺等问题。因此，对电动汽车动力电池和充电方法的研究 显得更加重要，铁锂电池的充电和管理技术是电动汽车发 展的关键技术。
Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 外围主要器件选择及功能如下： （ １ ） 输出反馈误差放大器采用片内７ Ｍ 带宽误差放大 器； （ ２ ） 工作频率由外接定时电阻和定时电容确定； （ ３ ） 短路或过流保护，当输出出现异常或过流时，通 过串联在主回路中电流互感器检测电流信号并经过处理 后送至芯片的 Ｃ Ｓ 端，一旦该端电位大于设定电压时芯片 过流保护电路工作，立即封锁脉冲停止输出； （ ４ ） 输出驱动电路，要求输出端驱动脉冲上升沿陡， 下降沿无拖尾，芯片输出采用外接驱动电路 Ｉ Ｒ ２ １ ０ ０ 芯片， 经脉冲变压器隔离后驱动功率开关管； （ ５ ） 死区时间设置，影响死区时间的因素有初级最大 占空比、当电源电压达到上限时要保证每个桥臂不能直 通，通过对芯片９ 、１ ０ 脚外接电阻并选取不同阻值及Ｖ Ｄ Ｅ Ｌ 值可分别对二对开关之间的死区时间编程设置； （ ６ ） 移相Ｐ Ｗ Ｍ 宽度的调节，相移控制是通过内部误差 放大器来实现，输出电压经处理后送至芯片（ 内部误差放 大器） 的输入端 ２ ０ 脚，比较后，差值经放大后输出至移相 脉宽控制器，控制Ａ ，Ｂ 与 Ｃ ，Ｄ 之间的相位，进行占空比调 节使输出电压稳定在设定值上。
图２ ＩＧＢＴ管驱动信号与输出ＶＡＢ波形
3 UCC3895主要功能特点及控制器电路组成 ＵＣＣ３８９５ 是 ＴＩ 公司生产的专用于ＰＷＭ 移相全桥ＤＣ／ＤＣ
变换的新型控制芯片。它是ＵＣ３８７５（７９） 的改进型，除具有 Ｕ Ｃ ３ ８ ７ ５ （ ７ ９ ） 的功能外，主要是增加了自适应死区设置，以 适应负载变化时不同的准谐振开关要求；另外还增加了 Ｐ Ｗ Ｍ 软关断能力。通过不同的外围电路设置，既可工作于 电压模式也可工作于电流模式；并且可实现输出脉冲占空 比从０ 到１ ０ ０ ％ 相移控制，软启动和软停止可按要求进行调 节；内置７ Ｍ Ｈ ｚ 带宽的误差比较放大器。片内结构设计十分
generation of phase-shifted PWM Control IC UCC3895 produced by TI company. Using Matlab simulation tool-Simulink, a phase-shifting
full-bridge controller simulation model is established. The simulation results show that changing the phase angle shift can change the value
2 移相控制原理 在图１ 中，Ｖｉｎ 是单相２２０Ｖ 交流输入经过整流滤波后得
到的直流电压，Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 为 ＩＧＢＴ 功率开关器件，ＬＯ 为
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移相式全桥电源控制器的设计与Ｍａｔｌａｂ 仿真分析 余 熠，等
与变压器原边线圈串联的饱和电感，每个 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 管都并联 一个二极管和一个电容。Ｑ１ 和 Ｑ３ 、Ｑ２ 和 Ｑ４ 互补导通，各导 通 １８０ 度角。但是Ｑ１ 和Ｑ４、Ｑ２ 和 Ｑ３ 不是同时导通。Ｑ１ 先导 通，Ｑ４ 后导通，两者导通差α角度（移相角），Ｑ２ 和 Ｑ３ 类似。 通常Ｑ１ 和Ｑ３ 分别先于Ｑ４ 和Ｑ２ 导通，所以称Ｑ１ 和Ｑ３ 组成的 桥臂为超前桥臂，Ｑ ２ 和 Ｑ ４ 组成的桥臂为滞后桥臂。
制的电压电流闭环结构。主控制采用Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 移相控制芯 片，使用该芯片控制全桥电源控制器的逆变电路，通过仿 真可以看到移相Ｐ Ｗ Ｍ 调制可以产生所需电压。辅助控制电 路采用Ｃ８０５１Ｆ 单片机，协助ＵＣＣ３８９５ 产生移相ＰＷＭ 波。
图４ 全桥逆变模型图
在图３ 中，Ｑ１～Ｑ４ Ｐｕｌｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ 中，Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ 如下：Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ 为２，Ｐｅｒｉｏｄ 为０．０２ｓｅｃｓ，Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ为 ５０％，ｐｈａｓｅ ｄｅｌａｙ（ｓｅｃｓ） 分别为 ０、０．０１＋ａ、０．０１、α。满 足图２ 所示ＩＧＢＴ 驱动信号各管占空比为５０％，Ｑ１ 与Ｑ３、Ｑ２ 与 Ｑ４ 互补导通，Ｑ１ 超前Ｑ４ 达α，Ｑ３ 超前Ｑ２ 达α。
图３ ＵＣＣ３８９５控制器组成框图
图１ 移相式全桥电源控制器的设计图
驱动信号与 Ｖ ＡＢ 波形如图 ２ 所示。为了得到理想输出电 压 Ｖ Ｏ ，只需调节直流方波电压 Ｖ ＣＤ 的导通脉宽，也就是调节 高频变压器原边 Ａ Ｂ 两点之间的交流方波电压脉宽，输出 电压值的计算公式：
ＶＯ ＝ Ｄ × Ｖｉｎ ／ Ｋ （１） 其中，Ｄ 是占空比。定义Ｄ＝ＴＯＮ／Ｔ／２，其中，ＴＯＮ 是导通时 间，Ｔ 是开关周期，Ｋ 是变压器变比。
4 辅助控制 由于采用三段式的智能充电算法，所以用Ｃ ８ ０ ５ １ Ｆ 单
片机作为充电过程辅助控制设备，充电时单片机检测充电 电池的充电电流、充电电压、电池温度，防止电路过压和 过流，电池温度过高。还可以通过检测电池电压、电流值 来决定是否切换到下一个充电阶段，上电后，单片机首先 检查电池是否接反，电池电压是否因为过放电而过低，如 果电压过低，就要先使用小电流给电池充电一段时间，使 电压达到三阶段充电的正常水平再开始充电，如果电压正
为了适应提高电路输出功率的要求，现在已使用Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 作为全桥Ｚ Ｖ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 变换器的开关管，与使用功率Ｍ Ｏ Ｓ 管相 比，可以降低导通损耗。但是Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 在关断后有较大的尾电 流，关断损耗大。为了降低关断时尾电流的影响，以提高 大功率输出的移相式全桥Ｚ Ｖ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 变换器的效率，并考虑 这种电路的滞后桥臂不易满足Ｚ Ｖ Ｓ 的特点，提出一种移相 式全桥混合ＺＶ－ＺＣＳ－ＰＷＭ 变换器。超前桥臂利用开关管上并 联电容的方法实现 Ｚ Ｖ Ｓ ，滞后桥臂利用在变压器原边串联 一个饱和电感实现开关管零电流关断。
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《自动化与仪器仪表》２００９ 年第 ６ 期（总第 １４６ 期） 常则直接进入正常充电阶段。首先是恒流充电阶段，充电 电流小于 ０ ． ５ Ｃ ，一般取 ０ ． １ Ｃ ，电池电压会缓慢的上升，当 电压上升到设定电压值时改为恒压充电，此时随着充电过 程的进行电池内阻会逐渐上升，充电电流会随着内阻的增 加而减小，当单片机检测电流减小到一定的值（ 小于恒流 充电值的１ ／ １ ０ ），立即转入涓流充电阶段，充电电流一般取 ０ ． ０ ３ Ｃ ，在此阶段电池电压会减小，当充电电流小于 ０ ． ０ １ Ｃ 时即可认为电池已充满，单片机会自动将电池从充电电路 中切除。利用单片机比较采样所得的电压电流值，实时对 Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 进行充电电压与充电电流的给定。通过移相控制 芯片Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 来改变α值来改变功率管的导通时间，来达 到在不同阶段得到不同的稳定输出值的目的。
5 移相式全桥电源控制器仿真分析
当α＝ Ｔ ／ ２ 时， 开关管没有同时导通的时候，故输出为零。
图４ α＝０．０１／６时的输出电压波形 图５ α＝０．０１／３时的输出电压波形
图６ α＝０．０１／２时的输出电压波形
图３ 移相式全桥电源控制器仿真模型图
图７ α＝０．０１时的输出电压波形
6 结论 本文对全桥电源控制器的设计采用主控制加辅助控
of the output voltage, and complete the phase-shift control.
Key words: Phase-shifting full-bridge ; UCC3895 ; Simulation
中图分类号：TP802源自文献标识码：B文章编号：1 0 0 1 - 9 2 2 7 ( 2 0 0 9 ) 0 6 - 0 0 2 7 - 0 3
充 电 方 式 有 常 规 充 电 方 式 和 快 速 充 电 方 式 两 种 。常 规充电方式：该充电方式采用恒压、恒流的传统充电方式 对电动车进行充电。以相当低的充电电流为蓄电池充电， 电流大小约为 １ ５ Ａ ，直接从低压照明电路取电，充电功率 较小，由２ ２ ０ Ｖ ／ １ ６ Ａ 规格的标准电网电源供电。由于在家中 充电通常是晚上或者是在电低谷期，有利于电能的有效利 用，因此电力部门一般会给予电动汽车用户一些优惠，例 如 电 低 谷 期 充 电 打 折 。快 速 充 电 方 式：该 充 电 方 式 以 １ ５ ０ ～４ ０ ０ Ａ 的高充电电流在短时间内为蓄电池充电，安装 成本相对较高。快速充电也可称为迅速充电或应急充电， 其目的是在短时间内给电动汽车充满电，充电时间应该与 燃油车的加油时间接近。
α的范围是（ ０ ，Ｔ）， 改变移相角α，当α＝０．０１／６ ，α ＝０．０１／３，α＝０．０１／２，α＝０．０１ 得到电压波形如图４～７ 所 示。
从仿真图中可以看出移相角越大，输出电压值越小。
移相式全桥电源控制器的设计与Ｍａｔｌａｂ仿真分析
余 熠，江 明 （安徽工程科技学院电气工程系 安徽芜湖，２４１０００ ）
摘 要：采用 ＴＩ 公司新一代移相Ｐ Ｗ Ｍ 控制芯片Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５，针对大功率全桥Ｚ Ｖ － Ｚ Ｃ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 开关电源开发设计了电源
本文基于家用电动汽车夜间充电的实际，采用常规 充电方式。将 ２ ２ ０ Ｖ 交流电经整流后逆变，变压放大，再整 流滤波产生所需要的直流电压。充电器主电路采用移相控 制 ＺＶ－ＺＣＳ－ＰＷＭ 全桥变换器，实现了超前桥臂的ＺＶＳ 和滞后 桥臂的ＺＣＳ。
收稿日期： ２ ０ ０ ９ － ０ ７ － ０ ９ 作者简介： 余熠（１ ９ ８ ５ － ）， 男， 研究生， 主要研究方向为自动化 仪表及测试。
紧凑巧妙，具有完善的限流及过流保护、电源欠压保护、 基准欠压保护、软启动和软停止等功能。以图 １ 主电路为 控制对象，根据技术指标要求，以ＵＣＣ３８９５ 集成控制芯片 为核心设计的开关电源控制器框图如图 ３ 所示。图３ 中，控 制器由Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 、时钟与锯齿波形成电路、电压和电流采 样电路、斜坡补偿、调节器、隔离驱动及保护电路等部分 组成。采用峰值电流模式双环控制。
1 整体电路结构设计 全桥逆变电源电路逆变原理图如图 １ 所示。全桥逆变
电源在脉宽调制方式下工作。２ ２ ０ Ｖ 的交流电经整流滤波后 得到的直流电压加在桥臂上，通过Ｐ Ｗ Ｍ 波控制开关管的通 或断，得到正负半周对称的高频脉冲经变压器降压，再经 输出整流桥变为直流脉动方波，最后通过 Ｌ Ｃ 滤波得到直 流量加到负载铁锂电池上。由于电池充电需要工作在恒流 与恒压两种状态，所以，对电流信号采集采用Ｌ Ｅ Ｍ 型传感 器，被测电路和测量变换电路之间没有直接的电气联系， 具有很好的隔离作用。电压采样电路由精密电阻和可调电 阻构成，由于单片机Ａ Ｄ 测量最大设定范围一般为５ Ｖ ，所以 要使电池组电压成比例的缩小在 ５ Ｖ 范围内，为了抵抗电 气干扰和高压电击，该电路采用高速隔离光耦Ｐ Ｃ ８ １ ７ 隔离。
控制器。应用Ｍ ａ ｔ ｌ ａ ｂ 的可视化仿真工具Ｓ ｉ ｍ ｕ ｌ ｉ ｎ ｋ 建立了移相式全桥电源控制器仿真模型。仿真结果表明，改变移相
角从而改变输出电压值，达到了移相控制的目的。
关键词：移相全桥；Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５；仿真
Abstract: The power supply controller is designed for high-power full-bridge ZV-ZCS-PWM switching power supply, using a new
0 引言 随 着 全 球 能 源 危 机 的 加 剧 ，作 为 绿 色 环 保 交 通 工 具
的电动汽车将成为未来的汽车发展趋势。电动汽车的大量 普及使用可以有效地解决汽车尾气排放和石油原材料紧 缺等问题。因此，对电动汽车动力电池和充电方法的研究 显得更加重要，铁锂电池的充电和管理技术是电动汽车发 展的关键技术。
Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 外围主要器件选择及功能如下： （ １ ） 输出反馈误差放大器采用片内７ Ｍ 带宽误差放大 器； （ ２ ） 工作频率由外接定时电阻和定时电容确定； （ ３ ） 短路或过流保护，当输出出现异常或过流时，通 过串联在主回路中电流互感器检测电流信号并经过处理 后送至芯片的 Ｃ Ｓ 端，一旦该端电位大于设定电压时芯片 过流保护电路工作，立即封锁脉冲停止输出； （ ４ ） 输出驱动电路，要求输出端驱动脉冲上升沿陡， 下降沿无拖尾，芯片输出采用外接驱动电路 Ｉ Ｒ ２ １ ０ ０ 芯片， 经脉冲变压器隔离后驱动功率开关管； （ ５ ） 死区时间设置，影响死区时间的因素有初级最大 占空比、当电源电压达到上限时要保证每个桥臂不能直 通，通过对芯片９ 、１ ０ 脚外接电阻并选取不同阻值及Ｖ Ｄ Ｅ Ｌ 值可分别对二对开关之间的死区时间编程设置； （ ６ ） 移相Ｐ Ｗ Ｍ 宽度的调节，相移控制是通过内部误差 放大器来实现，输出电压经处理后送至芯片（ 内部误差放 大器） 的输入端 ２ ０ 脚，比较后，差值经放大后输出至移相 脉宽控制器，控制Ａ ，Ｂ 与 Ｃ ，Ｄ 之间的相位，进行占空比调 节使输出电压稳定在设定值上。
图２ ＩＧＢＴ管驱动信号与输出ＶＡＢ波形
3 UCC3895主要功能特点及控制器电路组成 ＵＣＣ３８９５ 是 ＴＩ 公司生产的专用于ＰＷＭ 移相全桥ＤＣ／ＤＣ
变换的新型控制芯片。它是ＵＣ３８７５（７９） 的改进型，除具有 Ｕ Ｃ ３ ８ ７ ５ （ ７ ９ ） 的功能外，主要是增加了自适应死区设置，以 适应负载变化时不同的准谐振开关要求；另外还增加了 Ｐ Ｗ Ｍ 软关断能力。通过不同的外围电路设置，既可工作于 电压模式也可工作于电流模式；并且可实现输出脉冲占空 比从０ 到１ ０ ０ ％ 相移控制，软启动和软停止可按要求进行调 节；内置７ Ｍ Ｈ ｚ 带宽的误差比较放大器。片内结构设计十分
generation of phase-shifted PWM Control IC UCC3895 produced by TI company. Using Matlab simulation tool-Simulink, a phase-shifting
full-bridge controller simulation model is established. The simulation results show that changing the phase angle shift can change the value
2 移相控制原理 在图１ 中，Ｖｉｎ 是单相２２０Ｖ 交流输入经过整流滤波后得
到的直流电压，Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 为 ＩＧＢＴ 功率开关器件，ＬＯ 为
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移相式全桥电源控制器的设计与Ｍａｔｌａｂ 仿真分析 余 熠，等
与变压器原边线圈串联的饱和电感，每个 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 管都并联 一个二极管和一个电容。Ｑ１ 和 Ｑ３ 、Ｑ２ 和 Ｑ４ 互补导通，各导 通 １８０ 度角。但是Ｑ１ 和Ｑ４、Ｑ２ 和 Ｑ３ 不是同时导通。Ｑ１ 先导 通，Ｑ４ 后导通，两者导通差α角度（移相角），Ｑ２ 和 Ｑ３ 类似。 通常Ｑ１ 和Ｑ３ 分别先于Ｑ４ 和Ｑ２ 导通，所以称Ｑ１ 和Ｑ３ 组成的 桥臂为超前桥臂，Ｑ ２ 和 Ｑ ４ 组成的桥臂为滞后桥臂。
制的电压电流闭环结构。主控制采用Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 移相控制芯 片，使用该芯片控制全桥电源控制器的逆变电路，通过仿 真可以看到移相Ｐ Ｗ Ｍ 调制可以产生所需电压。辅助控制电 路采用Ｃ８０５１Ｆ 单片机，协助ＵＣＣ３８９５ 产生移相ＰＷＭ 波。
图４ 全桥逆变模型图
在图３ 中，Ｑ１～Ｑ４ Ｐｕｌｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ 中，Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ 如下：Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ 为２，Ｐｅｒｉｏｄ 为０．０２ｓｅｃｓ，Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ为 ５０％，ｐｈａｓｅ ｄｅｌａｙ（ｓｅｃｓ） 分别为 ０、０．０１＋ａ、０．０１、α。满 足图２ 所示ＩＧＢＴ 驱动信号各管占空比为５０％，Ｑ１ 与Ｑ３、Ｑ２ 与 Ｑ４ 互补导通，Ｑ１ 超前Ｑ４ 达α，Ｑ３ 超前Ｑ２ 达α。
图３ ＵＣＣ３８９５控制器组成框图
图１ 移相式全桥电源控制器的设计图
驱动信号与 Ｖ ＡＢ 波形如图 ２ 所示。为了得到理想输出电 压 Ｖ Ｏ ，只需调节直流方波电压 Ｖ ＣＤ 的导通脉宽，也就是调节 高频变压器原边 Ａ Ｂ 两点之间的交流方波电压脉宽，输出 电压值的计算公式：
ＶＯ ＝ Ｄ × Ｖｉｎ ／ Ｋ （１） 其中，Ｄ 是占空比。定义Ｄ＝ＴＯＮ／Ｔ／２，其中，ＴＯＮ 是导通时 间，Ｔ 是开关周期，Ｋ 是变压器变比。
4 辅助控制 由于采用三段式的智能充电算法，所以用Ｃ ８ ０ ５ １ Ｆ 单
片机作为充电过程辅助控制设备，充电时单片机检测充电 电池的充电电流、充电电压、电池温度，防止电路过压和 过流，电池温度过高。还可以通过检测电池电压、电流值 来决定是否切换到下一个充电阶段，上电后，单片机首先 检查电池是否接反，电池电压是否因为过放电而过低，如 果电压过低，就要先使用小电流给电池充电一段时间，使 电压达到三阶段充电的正常水平再开始充电，如果电压正
为了适应提高电路输出功率的要求，现在已使用Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 作为全桥Ｚ Ｖ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 变换器的开关管，与使用功率Ｍ Ｏ Ｓ 管相 比，可以降低导通损耗。但是Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 在关断后有较大的尾电 流，关断损耗大。为了降低关断时尾电流的影响，以提高 大功率输出的移相式全桥Ｚ Ｖ Ｓ － Ｐ Ｗ Ｍ 变换器的效率，并考虑 这种电路的滞后桥臂不易满足Ｚ Ｖ Ｓ 的特点，提出一种移相 式全桥混合ＺＶ－ＺＣＳ－ＰＷＭ 变换器。超前桥臂利用开关管上并 联电容的方法实现 Ｚ Ｖ Ｓ ，滞后桥臂利用在变压器原边串联 一个饱和电感实现开关管零电流关断。
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《自动化与仪器仪表》２００９ 年第 ６ 期（总第 １４６ 期） 常则直接进入正常充电阶段。首先是恒流充电阶段，充电 电流小于 ０ ． ５ Ｃ ，一般取 ０ ． １ Ｃ ，电池电压会缓慢的上升，当 电压上升到设定电压值时改为恒压充电，此时随着充电过 程的进行电池内阻会逐渐上升，充电电流会随着内阻的增 加而减小，当单片机检测电流减小到一定的值（ 小于恒流 充电值的１ ／ １ ０ ），立即转入涓流充电阶段，充电电流一般取 ０ ． ０ ３ Ｃ ，在此阶段电池电压会减小，当充电电流小于 ０ ． ０ １ Ｃ 时即可认为电池已充满，单片机会自动将电池从充电电路 中切除。利用单片机比较采样所得的电压电流值，实时对 Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 进行充电电压与充电电流的给定。通过移相控制 芯片Ｕ Ｃ Ｃ ３ ８ ９ ５ 来改变α值来改变功率管的导通时间，来达 到在不同阶段得到不同的稳定输出值的目的。
5 移相式全桥电源控制器仿真分析
当α＝ Ｔ ／ ２ 时， 开关管没有同时导通的时候，故输出为零。
图４ α＝０．０１／６时的输出电压波形 图５ α＝０．０１／３时的输出电压波形
图６ α＝０．０１／２时的输出电压波形
图３ 移相式全桥电源控制器仿真模型图
图７ α＝０．０１时的输出电压波形
6 结论 本文对全桥电源控制器的设计采用主控制加辅助控
of the output voltage, and complete the phase-shift control.
Key words: Phase-shifting full-bridge ; UCC3895 ; Simulation
中图分类号：TP802源自文献标识码：B文章编号：1 0 0 1 - 9 2 2 7 ( 2 0 0 9 ) 0 6 - 0 0 2 7 - 0 3
充 电 方 式 有 常 规 充 电 方 式 和 快 速 充 电 方 式 两 种 。常 规充电方式：该充电方式采用恒压、恒流的传统充电方式 对电动车进行充电。以相当低的充电电流为蓄电池充电， 电流大小约为 １ ５ Ａ ，直接从低压照明电路取电，充电功率 较小，由２ ２ ０ Ｖ ／ １ ６ Ａ 规格的标准电网电源供电。由于在家中 充电通常是晚上或者是在电低谷期，有利于电能的有效利 用，因此电力部门一般会给予电动汽车用户一些优惠，例 如 电 低 谷 期 充 电 打 折 。快 速 充 电 方 式：该 充 电 方 式 以 １ ５ ０ ～４ ０ ０ Ａ 的高充电电流在短时间内为蓄电池充电，安装 成本相对较高。快速充电也可称为迅速充电或应急充电， 其目的是在短时间内给电动汽车充满电，充电时间应该与 燃油车的加油时间接近。
α的范围是（ ０ ，Ｔ）， 改变移相角α，当α＝０．０１／６ ，α ＝０．０１／３，α＝０．０１／２，α＝０．０１ 得到电压波形如图４～７ 所 示。
从仿真图中可以看出移相角越大，输出电压值越小。