新型移相全桥零电压开关PWM变换器
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vC1 Vin vC 3 iP t 2C1
其中，VD 1～ VD4 分别为 V 1～ V4 的内部寄生二 极管， C1～ C4 分别为 V 1～ V 4 的寄生电容或外接电 容。 Ls 为饱和电感， L lk 为变压器的漏感。 T 为主变 压器。 VD a～ VD d 构成全桥整流。 V s、 VD s 和 Cs 构 成二次侧有源钳位回路。 L f 与 Cf 构成二阶滤波环节。 RLd 为负载电阻。变换器采用移向控制，V 1 和 V3 组 成的桥臂为超前桥臂， V2 和 V 4 组成的桥臂则为滞 后桥臂。 变换器功率管驱动波形 V 1～ V 4、一次电流 I p、 电压 VAB、钳位管 V s 驱动信号 Vgs 及流过 Cs 的电流 波形 I cs，如图 2 所示。 在分析之前，作如下假设：①所有开关管、二 极管、电感和电容均为理想器件；②变压器的电压 比为 K，漏感 L lk 远小于输出滤波电感 L f 。
It is difficult to achieve zero-voltage for the basic phase-shift full-bridge zero-voltage
switching converter’s lag leg at light loads, so that the scope of soft-switching is considerably limited. At the same time, rectifier diodes exist seriously voltage overshoot and oscillation. In this paper, the active-clamp snubber circuit is proposed at rectifier diodes in parallel, that it can effectively control the rectifier diodes voltage overshoot and oscillation. The active-clamp snubber circuit loss is relatively small, so as to ensure high efficiency converter. Series saturation inductance in the primary transformer can effectively expand the range of zero-voltage switching of the load using critical characteristics of the saturation current. Theoretical analysis and experimental results show that it is to achieve the lagging leg for using secondary active clamp and saturated inductance of new zero-voltage full-bridge converter. Keywords： FB-PWM converter, zero-voltage, active-clamp, saturation inductance PWM 变换器 (FB ZVZCSPWM)[3] 。两类拓扑结构 都具有开关损耗低，恒频控制的优点。前者适用于 采用 MOSFET 作为开关器件，能实现零电压开关 (ZCS)。后者超前桥臂采用 ZVS 方式，滞后桥臂采 用 ZCS 方式，适用于 IGBT 作为开关器件。 基本移相式 FB ZVS PWM 变换器的不足之处 主要是滞后桥臂开关管在负载较轻时实现 ZVS 比 较困难，从而负载软开关范围受到了很大限制。 FB ZVS PWM 变换器存在的另一个问题是当变压
第 26 卷增刊 1
刘松斌 等
新型移相全桥零电压开关 PWM 变换器
3
作用下零电压关断。一次电流 iP 下降，二次电流 is 随之下降，导致 is 小于 I0，即不足以提供负载电流， 此时 VD a 和 VDb 导通，导致二次侧短路，为负载提 供不足的部分电流。 （ 5 ）开关模态 4( t3～ t4) t3～ t4 对应于图 3e 所示。 t3 时刻饱和电感 Ls 处 于饱和状态，其电感很小，理想情况下接近于零， iP 迅速下降至临界饱和电流。 L s 和 L lk 与 V 2、 V4 的 C4 谐振， 使 C2 充电， C4 放电。 此时 vAB=vC2， 电容 C2、 vAB 的极性自零变为正，变压器二次电动势上正下 负， 4 只整流管同时导通，将变压器二次侧短接， 变压器二次电压为零，一次电压也为零，vAB 直接加 载 L s 和 L lk 上。一次电流 iP 和电容 C2、C4 上的电压 分别为
收稿日期 2010-09-02 改稿日期 2011-03-15
[1]
1
引言
全桥 PWM 变换器电路拓扑作为中大功率应用
场合的首选拓扑， 一直是国内外学者研究的热点 。 为了提高全桥变换器的功率密度和效率，近年来国 内外学者相继提出了多种新型的软开关拓扑结构， 其中最具有代表性的是全桥零电压开关 PWM 变换 器 (FBZVS PWM)
2
新型拓扑结构及工作过程分析
新型二 次 侧 有源钳位及饱和电感的 FB ZVS
图2 Fig.2 一次电压、电流、 Vs 驱动波形及钳位电流波形 Primary voltage and current, Vs gate drive signal and snubber’s current
PWM 变换器拓扑结构如图 1 所示。
iP I P cos (t t3 ) vC 2 Z P I P sin (t t3 ) vC 4 Vin Z P I P sin (t t3 )
临界饱和电流， L s 饱和，其电感量迅速减小， iP 将 以很大的斜率上升至反射的滤波器电感电流。整流 VD s 导通， 管电压 Vrec 迅速上升到钳位电容电压 VCs， Vrec 被钳位在 VCs。变压器漏感与 Cs 谐振充电，流过 Cs 的电流开始减小直到 t6 时刻改变方向。此前，钳 位管 V s 已被触发导通。 （ 8 ）开关模态 7( t6 ~ t7 )
[2]
和全桥零电压零电流开关
器漏感与整流管寄生电容相互作用时，整流管两端
2
电 工 技 术 学 报
2011 年
会产生严重的电压过冲及振荡现象，必须采取抑制 措施。目前常采用措施如整流管两端并联阻容吸收 回路及加无源钳位吸收方式 [4-5] ，前者在高压大功 率场合电阻损耗较大，效率低，同时吸收的效果 也不理想，后者能够限制电压尖峰，但不能消除 振荡。 本文研究采用新型二次侧有源钳位及饱和电感 的 FB ZVSPWM 变换器。首先对变换器的拓扑结 构及工作过程进行分析，其次对二次侧钳位电容稳 态电压进行分析和饱和电感参数设计计算，最后通 过实验验证新型拓扑结构的正确性和实用性，并给 出相应的结论。
t6 ~ t7 对应于图 3h。 t6 时刻，钳位电流从 VD s
转换到 V s，钳位电容 Cs 储能通过 Vs 反馈给负载。 钳位电容电流 iCs 及电感电流 I 0 之间满 一次电流 iP、 足下列关系
iP K (iC s I 0 )
（ 9）
（ 9 ）开关模态 8( t7 ~ t8 )
t7 ~ t8 对应于图 3i 所示。 t7 时刻， V1 关断，由
（ 4） （ 5） （ 6）
V 1 为零电压关断。 Vs 关断。C1 充 于电容 C1 的作用， 电， C3 放电。vAB= vC3( t) 按线性规律下降， t8 时刻 vAB=0 。二次电压开始下降，当二次电压下降至零 时，由于 Cs 反馈能量将改由变压器一次侧提供，因 此一次电流波形有一个上冲过程。 （ 10 ）开关模态 9( t8 ~ t9 )
t34 1 Vin ZP IP
t8 ~ t9 对应于图 3j 所示。 t8 时刻，电容 C3 电压
式中， Z P ( Ls Llk ) /(C2 C4 ) ；
1 ( Ls Llk )(C2 Cຫໍສະໝຸດ Baidu )
。
在 t4 时刻，当 C2 上的电压上升到 Vin，VD4 自然 导通，结束这一开关模态。开关模态的持续时间为
（ 1 ）开关模态 0 （ t0 时刻） 在 t0 时刻，对应于图 3a 所示。V 2、V3 和 V s 导 通。一次电流由电源正极经 V 2、漏电感 L lk、变压 最后回到电源负 器一次绕组、 饱和电感 L s 以及 V 3， 极。二次电流回路是：变压器二次侧的正端，流经 整流管 VD d 和钳位电容的放电电流共同流过输出滤 波电感 L f 、输出滤波电容 Cf 与负载 RLd，经整流管 VDc 回到变压器二次负端。 （ 2 ）开关模态 1( t0～ t1)
2011 年 第 26 卷增刊 1
电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.26
Sup.1 2011
新型移相全桥零电压开关 PWM 变换器
刘松斌
1
费
跃
2
段志伟
大庆 大庆
1
（ 1．东北石油大学电气信息工程学院 2．大庆油田路桥工程有限公司 摘要
163318
163453）
基本移相全桥零电压开关变换器存在滞后桥臂开关管在轻载时实现零电压比较困难的
问题，负载软开关范围受到很大限制，同时，整流管两端会产生严重的电压过冲及振荡现象。本 文通过在整流管两端并联有源钳位吸收电路，能有效地抑制整流管电压波形过冲和振荡，钳位回 路损耗比较小，从而保证了变换器较高的输出效率。在变压器的一次侧串联饱和电感，利用其特 有的临界饱和电流特性，可有效地扩大零电压开关的负载范围。理论分析和实验结果表明，采用 次级有源钳位及饱和电感的新型全桥零电压变换器，可实现滞后桥臂零电压开关负载范围。 关键词： PWM 全桥变换器 中图分类号： TM44 零电压 有源钳位 饱和电感
图1 Fig.1 采用二次侧有源钳位及饱和电感的 FB ZVS PWM 变换器拓扑结构 FB ZVS PWM converter using secondary active clamp and saturated inductor
t0～ t1 对应于图 3b 所示。在 t0 时刻关断 V 3 和 V s，一次电流从 V 3 中转移到 C1 和 C 3 支路中，给 C3 充电，同时 C1 放电。由于有 C1 和 C3，V 3 是零电 压关断。一次电流 iP 和电容 C1 和 C2 的电压分别为 KV0 I (t t0 ) 0 （ 1） iP 2 n Ls Llk K Lf
Novel Shift-Phase Full-Bridge Converter with Zero-Voltage Switching
Liu Songbin 1 Fei Yue1 Duan Zhiwei1 Daqing 163318 China 163453 China） Daqing （ 1. Northeast Petroleum University 2. Road and Bridge Engineering Company Limited of Daqing oilfield Abstract
（ 2） （ 3）
iP t 2C3
式中， I 0 为流过电感 L f 的电流。 （ 3 ）开关模态 2( t1～ t2) t1～ t2 对应于图 3c 所示。 t1 时刻，电容 C1 的电 压下降到零，V 1 的反并联二极管 VD1 自然导通，这 时开通 V1 为零电压。iP 跟随滤波器电流 I 0，基本保 持不变。 （ 4 ）开关模态 3( t2～ t3) t2～ t3 对应于图 3d 所示。 t3 时刻 V 2 在电容 C2
其中，VD 1～ VD4 分别为 V 1～ V4 的内部寄生二 极管， C1～ C4 分别为 V 1～ V 4 的寄生电容或外接电 容。 Ls 为饱和电感， L lk 为变压器的漏感。 T 为主变 压器。 VD a～ VD d 构成全桥整流。 V s、 VD s 和 Cs 构 成二次侧有源钳位回路。 L f 与 Cf 构成二阶滤波环节。 RLd 为负载电阻。变换器采用移向控制，V 1 和 V3 组 成的桥臂为超前桥臂， V2 和 V 4 组成的桥臂则为滞 后桥臂。 变换器功率管驱动波形 V 1～ V 4、一次电流 I p、 电压 VAB、钳位管 V s 驱动信号 Vgs 及流过 Cs 的电流 波形 I cs，如图 2 所示。 在分析之前，作如下假设：①所有开关管、二 极管、电感和电容均为理想器件；②变压器的电压 比为 K，漏感 L lk 远小于输出滤波电感 L f 。
It is difficult to achieve zero-voltage for the basic phase-shift full-bridge zero-voltage
switching converter’s lag leg at light loads, so that the scope of soft-switching is considerably limited. At the same time, rectifier diodes exist seriously voltage overshoot and oscillation. In this paper, the active-clamp snubber circuit is proposed at rectifier diodes in parallel, that it can effectively control the rectifier diodes voltage overshoot and oscillation. The active-clamp snubber circuit loss is relatively small, so as to ensure high efficiency converter. Series saturation inductance in the primary transformer can effectively expand the range of zero-voltage switching of the load using critical characteristics of the saturation current. Theoretical analysis and experimental results show that it is to achieve the lagging leg for using secondary active clamp and saturated inductance of new zero-voltage full-bridge converter. Keywords： FB-PWM converter, zero-voltage, active-clamp, saturation inductance PWM 变换器 (FB ZVZCSPWM)[3] 。两类拓扑结构 都具有开关损耗低，恒频控制的优点。前者适用于 采用 MOSFET 作为开关器件，能实现零电压开关 (ZCS)。后者超前桥臂采用 ZVS 方式，滞后桥臂采 用 ZCS 方式，适用于 IGBT 作为开关器件。 基本移相式 FB ZVS PWM 变换器的不足之处 主要是滞后桥臂开关管在负载较轻时实现 ZVS 比 较困难，从而负载软开关范围受到了很大限制。 FB ZVS PWM 变换器存在的另一个问题是当变压
第 26 卷增刊 1
刘松斌 等
新型移相全桥零电压开关 PWM 变换器
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作用下零电压关断。一次电流 iP 下降，二次电流 is 随之下降，导致 is 小于 I0，即不足以提供负载电流， 此时 VD a 和 VDb 导通，导致二次侧短路，为负载提 供不足的部分电流。 （ 5 ）开关模态 4( t3～ t4) t3～ t4 对应于图 3e 所示。 t3 时刻饱和电感 Ls 处 于饱和状态，其电感很小，理想情况下接近于零， iP 迅速下降至临界饱和电流。 L s 和 L lk 与 V 2、 V4 的 C4 谐振， 使 C2 充电， C4 放电。 此时 vAB=vC2， 电容 C2、 vAB 的极性自零变为正，变压器二次电动势上正下 负， 4 只整流管同时导通，将变压器二次侧短接， 变压器二次电压为零，一次电压也为零，vAB 直接加 载 L s 和 L lk 上。一次电流 iP 和电容 C2、C4 上的电压 分别为
收稿日期 2010-09-02 改稿日期 2011-03-15
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引言
全桥 PWM 变换器电路拓扑作为中大功率应用
场合的首选拓扑， 一直是国内外学者研究的热点 。 为了提高全桥变换器的功率密度和效率，近年来国 内外学者相继提出了多种新型的软开关拓扑结构， 其中最具有代表性的是全桥零电压开关 PWM 变换 器 (FBZVS PWM)
2
新型拓扑结构及工作过程分析
新型二 次 侧 有源钳位及饱和电感的 FB ZVS
图2 Fig.2 一次电压、电流、 Vs 驱动波形及钳位电流波形 Primary voltage and current, Vs gate drive signal and snubber’s current
PWM 变换器拓扑结构如图 1 所示。
iP I P cos (t t3 ) vC 2 Z P I P sin (t t3 ) vC 4 Vin Z P I P sin (t t3 )
临界饱和电流， L s 饱和，其电感量迅速减小， iP 将 以很大的斜率上升至反射的滤波器电感电流。整流 VD s 导通， 管电压 Vrec 迅速上升到钳位电容电压 VCs， Vrec 被钳位在 VCs。变压器漏感与 Cs 谐振充电，流过 Cs 的电流开始减小直到 t6 时刻改变方向。此前，钳 位管 V s 已被触发导通。 （ 8 ）开关模态 7( t6 ~ t7 )
[2]
和全桥零电压零电流开关
器漏感与整流管寄生电容相互作用时，整流管两端
2
电 工 技 术 学 报
2011 年
会产生严重的电压过冲及振荡现象，必须采取抑制 措施。目前常采用措施如整流管两端并联阻容吸收 回路及加无源钳位吸收方式 [4-5] ，前者在高压大功 率场合电阻损耗较大，效率低，同时吸收的效果 也不理想，后者能够限制电压尖峰，但不能消除 振荡。 本文研究采用新型二次侧有源钳位及饱和电感 的 FB ZVSPWM 变换器。首先对变换器的拓扑结 构及工作过程进行分析，其次对二次侧钳位电容稳 态电压进行分析和饱和电感参数设计计算，最后通 过实验验证新型拓扑结构的正确性和实用性，并给 出相应的结论。
t6 ~ t7 对应于图 3h。 t6 时刻，钳位电流从 VD s
转换到 V s，钳位电容 Cs 储能通过 Vs 反馈给负载。 钳位电容电流 iCs 及电感电流 I 0 之间满 一次电流 iP、 足下列关系
iP K (iC s I 0 )
（ 9）
（ 9 ）开关模态 8( t7 ~ t8 )
t7 ~ t8 对应于图 3i 所示。 t7 时刻， V1 关断，由
（ 4） （ 5） （ 6）
V 1 为零电压关断。 Vs 关断。C1 充 于电容 C1 的作用， 电， C3 放电。vAB= vC3( t) 按线性规律下降， t8 时刻 vAB=0 。二次电压开始下降，当二次电压下降至零 时，由于 Cs 反馈能量将改由变压器一次侧提供，因 此一次电流波形有一个上冲过程。 （ 10 ）开关模态 9( t8 ~ t9 )
t34 1 Vin ZP IP
t8 ~ t9 对应于图 3j 所示。 t8 时刻，电容 C3 电压
式中， Z P ( Ls Llk ) /(C2 C4 ) ；
1 ( Ls Llk )(C2 Cຫໍສະໝຸດ Baidu )
。
在 t4 时刻，当 C2 上的电压上升到 Vin，VD4 自然 导通，结束这一开关模态。开关模态的持续时间为
（ 1 ）开关模态 0 （ t0 时刻） 在 t0 时刻，对应于图 3a 所示。V 2、V3 和 V s 导 通。一次电流由电源正极经 V 2、漏电感 L lk、变压 最后回到电源负 器一次绕组、 饱和电感 L s 以及 V 3， 极。二次电流回路是：变压器二次侧的正端，流经 整流管 VD d 和钳位电容的放电电流共同流过输出滤 波电感 L f 、输出滤波电容 Cf 与负载 RLd，经整流管 VDc 回到变压器二次负端。 （ 2 ）开关模态 1( t0～ t1)
2011 年 第 26 卷增刊 1
电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.26
Sup.1 2011
新型移相全桥零电压开关 PWM 变换器
刘松斌
1
费
跃
2
段志伟
大庆 大庆
1
（ 1．东北石油大学电气信息工程学院 2．大庆油田路桥工程有限公司 摘要
163318
163453）
基本移相全桥零电压开关变换器存在滞后桥臂开关管在轻载时实现零电压比较困难的
问题，负载软开关范围受到很大限制，同时，整流管两端会产生严重的电压过冲及振荡现象。本 文通过在整流管两端并联有源钳位吸收电路，能有效地抑制整流管电压波形过冲和振荡，钳位回 路损耗比较小，从而保证了变换器较高的输出效率。在变压器的一次侧串联饱和电感，利用其特 有的临界饱和电流特性，可有效地扩大零电压开关的负载范围。理论分析和实验结果表明，采用 次级有源钳位及饱和电感的新型全桥零电压变换器，可实现滞后桥臂零电压开关负载范围。 关键词： PWM 全桥变换器 中图分类号： TM44 零电压 有源钳位 饱和电感
图1 Fig.1 采用二次侧有源钳位及饱和电感的 FB ZVS PWM 变换器拓扑结构 FB ZVS PWM converter using secondary active clamp and saturated inductor
t0～ t1 对应于图 3b 所示。在 t0 时刻关断 V 3 和 V s，一次电流从 V 3 中转移到 C1 和 C 3 支路中，给 C3 充电，同时 C1 放电。由于有 C1 和 C3，V 3 是零电 压关断。一次电流 iP 和电容 C1 和 C2 的电压分别为 KV0 I (t t0 ) 0 （ 1） iP 2 n Ls Llk K Lf
Novel Shift-Phase Full-Bridge Converter with Zero-Voltage Switching
Liu Songbin 1 Fei Yue1 Duan Zhiwei1 Daqing 163318 China 163453 China） Daqing （ 1. Northeast Petroleum University 2. Road and Bridge Engineering Company Limited of Daqing oilfield Abstract
（ 2） （ 3）
iP t 2C3
式中， I 0 为流过电感 L f 的电流。 （ 3 ）开关模态 2( t1～ t2) t1～ t2 对应于图 3c 所示。 t1 时刻，电容 C1 的电 压下降到零，V 1 的反并联二极管 VD1 自然导通，这 时开通 V1 为零电压。iP 跟随滤波器电流 I 0，基本保 持不变。 （ 4 ）开关模态 3( t2～ t3) t2～ t3 对应于图 3d 所示。 t3 时刻 V 2 在电容 C2