电力电子控制课设

中南大学

信息科学与工程学院

《电力电子装置》

课程设计

课题名称三相电压型整流器的控制专业班级电气工程1104班

学号**********

姓名张道林

指导老师孙尧

日期2015年1月14日

目录

一、概述 (1)

二、电压型PWM整流器主电路拓扑结构 (1)

三、直接功率控制方法 (2)

四、控制器参数设计 (3)

4.1 电流内环参数设计 (3)

4.2 电压外环参数设计 (6)

五、模拟仿真 (7)

六、结束语 (9)

参考文献 (9)

一、概述

传统的相控整流器虽然应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在很多问题:

晶闸管换相引起网侧电压波形畸变。

网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”。

深控时网侧功率因数降低。

闭环控制时动态响应相对较慢。

二极管整流器改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流；

它的不足还在于其直流电压的不可控性。

为了解决整流器的上述缺点，高频 PWM 整流器已对传统的二极管和相控整流器进行了改进，通过把脉宽调制（PWM）技术引入整流器控制当中取代了相控整流或不控整流，使整流器网侧电流正弦、谐波含量低、功率因数可调、输出直流电压脉动小且电流的动态响应速度快。

PWM整流器用全控型功率开关管取代了半控型功率开关管或二极管，以PWM 斩控整流取代了相控整流或不控整流。把逆变电路中的PWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。它的优势在于：

对交流电源侧，通过适当控制，可以使电网电流波形接近于正弦，且和输入电压同相位，电网功率因数接近于1，实现单位功率因数，最大程度地提高电网的经济效益，减少电网对周围环境的电磁污染；

对直流侧，在电网电压或负载发生变化时，能够维持直流中间电压的稳定，给电源侧逆变器提供良好的工作条件；

可以实现牵引与再生制动工况间快速平滑地转换，实现电能双向传输，动态控制响应较快。

本文介绍三相电压型PWM 整流器主电路的拓扑结构和基于直接功率控制（DPC）控制策略

二、电压型PWM整流器主电路拓扑结构

图2.1 三相电压型PWM 整流器拓扑结构

对三相电压型 PWM 整流器建模时根据系统特点，先做以下假设：

1 ）三相电网电压平衡；

2 ）三相回路等效电阻和电感相等；

3 ）功率开关管均为理想开关；

4 ）忽略分布参数影响；

按照图2.1所示的 PWM 整流器拓扑结构，可以得到系统的电流电压状态方

程：

对于无中点的三相平衡系统，三相电流与三相电压之和为零，即：

整理得可得电网电压平衡时三相整流器模型：

整流器网侧电流与直流电压状态方程与开关函数S k(k=a ,b c,) 相关。而且每相网侧电流除了与本相桥臂的开关函数有关，还与其他两相桥臂的开关函数有关，由此可以看出三相电压型PWM 整流器是一个耦合的系统。

三、直接功率控制方法

三相电压型整流器以其功率双向流动、电网侧单位功率因数运行、输入电流正弦度好等诸多优点，在交流调速、不间断电源、新能源等领域获得了广泛的应用。关于PWM 整流器的控制，现有的方法大概可以归纳为 4 种类型，即：电压定向控制(VOC)，基于电压的直接功率控制(V-DPC)，虚拟磁链定向控制(VFOC)和基于虚拟磁链的直接功率控制(VF-DPC)。VF-DPC 比其它 3 种方法更有优势。但是，VF-DPC 基于滞环控制，致使开关频率不固定，不利于输入端滤波电感的参数设计。为此，对滞环控制进行了改进，如基于空间矢量调制的直接功率控制(DPC-SVM)。

PWM 整流器的直接功率控制系统框图如图所示。该方法以直流母线电压控制环作为外环对 PWM 整流器的瞬时有功功率进行控制，输入电流的控制作为内环。外环控制器的输出与直流母线电压相乘得到瞬时有功功率给定值，再通过计算得到电流内环的给定值。外环为直流量的控制，采用 PI 控制器；内环为交流量，采用比例 + 谐振 (PR) 控制器，可以实现对电流的无差控制。实际上，由于电流内环的给定值根据瞬时功率进行计算，所以内环可以看作是由电流环实现的瞬

时功率控制环。此外，对于电网电压扰动项，可以通过前馈补偿予以消除，如图中虚线部分所示。

图3.1 三相电压型PWM 整流器的准直接功率控制策略PWM 整流器在两相静止坐标系下的电流内环数学模型在α- β轴系之间没有耦合项存在，因此不需要解耦控制。但由于电压、电流在两相静止坐标系下表现为与电网电压同频率的交流量，最常见的PI 控制器难以达到理想的控制效果。谐振控制器[14-18] 对特定频率的正弦信号具有无穷大增益，可实现对特定频率正弦信号的无差跟踪。谐振控制器的类型有多种，常见的主要有两种。

第一种为

第二种为

两式在谐振角频率ωs 时均具有无穷大增益，可以实现对角频率为ωs的正弦信号的无差控制。对于一个控制系统而言，式(一) 在谐振频率处会引入180°相角滞后，而式(二) 只引入90°相角滞后。从增加系统相角裕度的角度考虑，式(二)

更加合适，本文中采用式(二) 。关于谐振控制器的数字化实现，本文采用离散化方法。谐振控制器虽然保证对特定正弦信号在稳态时实现无差跟踪，但是快速的动态特性单凭谐振控

制器一般不能满足，所以，比例控制器的采用是十分必要的。这里，记PR( 比例+ 谐振) 控制器为

式中：K p 为比例增益系数；K r 为谐振控制器系数。PR 控制器既可以提高交流信号系统的动态特性，又可以实现稳态无静差控制。

四、控制器参数设计

4.1 电流内环参数设计

本文方法中电流内环采用了二阶的 PR 控制器，不同于常见的 PI 调节器，其参数的设计需进一步分析。在采用数字控制的 PWM 整流器中，由于采样保持和程序计算会引入一拍采样时间的延迟，称之为计算延时。同时，数字控制中的PWM 环节也会引入采样时间一半的延时称之为 PWM 延时。本文中为了在较低的开关频率下获得更宽的控制带宽，采用了非对称规则采样PWM 。因此，两个延时时间可以用1.5Ts 表示，Ts为采样时间。1.5Ts 通常很小，一般用一阶惯性环节来近似表示。不考虑电网电压前馈补偿项，α轴电流内环模型可以由图4.1表示，α轴输入电流可以表示为

其中，

图4.1 采用 PR 控制器时的电流内环

i

rα由α轴电流参考值产生，而 i

disα

由α轴的电网电压扰动所产生。在谐