高频电子线路课程论文讲解

《高频电子线路》——课程设计报告——
院系：信息科学与技术学院
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摘要
摘要
信息传输对人的生活的重要性是不言而喻的。

从古老的光、信鸽到有线电报、电话通信，不久后，人们发现了电磁波从而导致了无线电的发明。

一个导体如果载有高频电流，就有电磁能向空间发射，高频电流成为载波。

我们将声音、图象等信号控制载波电流，则信息就能包含在载波中被发送出去，在接受端将接收到的电磁波还原检波，取出其中的有效信号，就完成了无线电通信。

关键词: 本地振荡器；高频载波；乘法模拟调制器；同步检波；低通滤波器
Abstract
Abstract
The information transmission is very important for our life. From ancient light, pigeons to cable telegraph, telephone.Soon after, people found the electromagnetic wave which leads to the invention of the radio. If a conductor carries high frequency current, it launches electromagnetic energy to space, and high frequency current become carrier.Sound, image and signal can control carrier current,so the information can be included in the carrier and sent out. The receiver will receive the electromagnetic wave and take out the valid signal.Thus,radio communications completed.
Keywords: Oscillator; High frequency; Carrier; Multiplication simulation modulator; Synchronous detection
目录
目录
1 引言--------------------------------------------------1
2 设计概述-----------------------------------------------2
2.1 设计任务-------------------------------------------2
2.2 技术指标-------------------------------------------2
3 系统工作原理--------------------------------------------3
3.1 系统框图与波形-------------------------------------3
3.2 调制单元-------------------------------------------4
3.3 同步检波单元--------------------------------------4
3.4. 低通滤波部分--------------------------------------5
4 方案分析-----------------------------------------------6
4.1本地振荡电路分析-------------------------------------6
4.2乘法器方案分析------------------------------------- 9
4.3低通滤波器方案分析---------------------------------11
5 电路性能指标测试------------------------------------- 15
1.1本地振荡器-----------------------------------------15
1.2调频部分--------------------------------------------17
1.3解调部分--------------------------------------------20
1.4二阶低频滤波放大器-------------------------------- 23
6 总电路原理图-----------------------------------------25
7 疑惑与改进 ------------------------------------------26
8 心得体会---------------------------------------------31 元器件清单----------------------------------------------- 32 致谢------------------------------------------------------ 33 参考文献-------------------------------------------------- 34
附录：用信号发生器产生载波的调制解调系统
1引言
传输信息是人类生活的重要内容之一。

在利用无线电技术传输信号时，需要用到调幅和解调。

调幅，英文是Amplitude Modulation(AM)。

调幅是使高频载波信号的振幅随调制信号的瞬时变化而变化。

也就是说，通过用调制信号来改变高频信号的幅度大小，使得调制信号的信息包含入高频信号之中，通过天线把高频信号发射出去，然后就把调制信号也传播出去了。

解调过程正好相反，在接收处，先用接收天线将收到的电磁波转变为已调波电流，然后从已调波电流中检出原始的信号。

在接收调幅信号时，解调也叫做检波。

调制与解调都是频谱变换的过程，必须用非线性元件才能完成。

工程实际中，人们通常将调制解调过程看做两个信号相乘的过程，一般都采用集成模拟乘法器来实现，这比采用分立器件电路简单，且性能优越。

2 设计概述
2.1 设计任务
要求设计一个简易的本地振荡器和振幅调制解调器，通过本地振荡器产生高频载波信号和调制信号经乘法器后，将调制信号搬移到了高频处，输出抑制载波的双边带调
幅波；然后将已调信号和载波信号经乘法器后，则已调信号搬移到了低频和更高频处，再经过低通滤波器，即可恢复调制信号。

2.2 技术指标
①振幅调制的载波采用本地振荡器产生，或由高频信号发生器输出幅值为30mV，频率为500KHz。

②振幅调制器的设计采用乘法器产生抑制载波的双边带调幅波。

③低频信号利用已有的信号发生器，输出50mV，20KHz的正弦波信号。

④高频信号发生器产生与载波信号频率、相位一样的高频信号，进行同步检波。

⑤低通滤波器滤除20KHz以外的频率。

⑥本机振荡器产生高频载波信号。

3 系统工作原理3.1 系统框图与波形
图3.1.2 各类信号波形
3.2 调制单元
利用模拟乘法器调幅得到抑制载波的双边带信号（DSB ）。

图3.2.1 调制过程
若要得到抑制载波的双边带信号，低频调制信号不能有直流成分，即低频调制信号为()cos v t V t ΩΩ=Ω，频率为o f 。

外加高频载波信号
()cos o o o v t V t ω=，频率为o f 。

两者进入混频调制单元（乘法混频器）后，产生抑制载波的双边带调制信号（DSB 波）1
()[cos()cos()]2
o o o v t KV V t t ωωΩ=
+Ω+-Ω（K 为常数），得到o ω-Ω、o ω+Ω两种频率的波，频宽为0.722f f Ω∆=。

3.3 同步检波单元
图3.3.1 同步检波（解调）过程
3 系统工作原理
图3.3.2 3种信号的频谱
将()v t 输入同步检波单元，作为该单元的本地载波信号，将已调波()v t 输入同步检波单元。

由于同步检波单元也由乘法混频器构成，又因为该单元的本地载波信号与已调波的载波信号相同，故相位差0Φ=，所以输出信号111
()cos cos(2)cos(2)244
T O O o O o v t KV V t KV V t KV V t ωωΩΩΩ=
Ω++Ω+-Ω ，由此可知，()T v t 中含有,s o s f f f ±三种频率的波。

3.4. 低通滤波部分
低频滤波器功能为滤除2o ω附近的高频信号，保留Ω低频信号，由于经过低频滤波器，信号将得到衰减，所以在滤波器后面应该加一个放大器，组成低频滤波放大器。

最后，经低通滤波单元输出低频基带信号
1
()cos 2
T O v t KV V t ΩΩ=
Ω
4 方案分析
4方案分析
4.1 本地振荡电路分析
方案一：利用现有信号发生器产生500KHz的高频载波信号。

方案二：利用本地振荡器产生500KHz的等幅振荡，用来作为调制解调系统中的高频载波。

这里采用的是电容反馈三点式振荡器。

三点式振荡器是指LC回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而组成的一种振荡器。

本实验的三点式振荡器电路采用电容与互感耦合的方式，输出本振信号。

LC回路中与发射级相连接的两个电抗元件必须为同性质的，另外一个电抗元件必须为异性质的，这是三点式电路组成的相位判据，或者称为三点式电路的组成法则。

与发射极相连的两个电抗元件同为电容的三点式电路，称为电容三点式电路。

与发射极相连的两个电抗元件同为电感的三点式电路，称为电感三点式电路。

本实验采用电容三点式电路，原理图如4.1.1所示：
图4.1.1 电容反馈三点式振荡器原理图
电路元器件参数：
=Ω=Ω=Ω，131.5
R K R K R K
112,28,31
=
L uH
===
1100,24,34
C pF C nF C nF
理论参数计算：
如图4.1.1所示，
1,2,3R R R 为直流偏置电阻，1C 为基极偏置谐波电容，2,3C C 为反馈电容，4C 为集电极耦合电容。

电容1,4C C 对交流等效短路，直流电压12V 对交流等效短路接地，电阻1,2R R 被交流等效短路，由此可画出交流等效电路图如图4.1.2所示：
图4.1.2 电容反馈三点式振荡器交流等效图
211
C F C ==反馈系数
0.6s f MHz ==≈本振频率 电路图4.1.1的仿真结果如下所示：
图4.1.3 电容反馈三点式振荡器的仿真波形图
由示波器记录可知：本振信号频率0.5s f MHz ≈，幅值10s V V ≈，故，本振信号6()10cos(3.1410)()o v t t V =⨯。

相对于理论值而言，本振信号频率变低，原因可能是电抗元器件消耗所致。

当将这个本地振荡电路同时接入两个乘法器时，会发现，振荡速度下降，不易起振，电压波形产生失真，幅值极巨下降，频率也不稳定，产生了很多干扰频率。

这说明本地振荡电路受负载的影响极大。

通常设计振荡器时对振荡器的选取有很多要求，①要求振荡器的振荡频率和幅度精度高，稳定性好，易起振；②本振频率中有锁相环，数字分频、数字鉴相器等电路，保证极高的稳定度，否则产生本振频率漂移；③本证 振电路多采用体积小、可靠性高的单片大规模集成数字频率合成器等。

可以看出，本地振荡器的要求很高，稳定性很难保证。

在选用器件时要注意特性，采取适当的稳频措施使振荡器产生稳定的正弦波。

为
了减少负载的影响，增加稳定度，可在本振单元后面增加互感抽头。

但若振荡器只加1组互感抽头电路，而不加放大器，直接接入乘法器中，仿真的结果是电压值迅速下降，幅值由原来的10V 迅速衰减为700uV 左右。

输入的信号太小，经过调制解调系统就不容易辨别。

测试电路和测试结果结果如图4.1.4和图4.1.5所示。

图4.1.4 增加互感抽头的振荡器测试电路
图4.1.5 增加互感抽头的振荡器的仿真波形图
从图中可以发现，信号衰减到只有700uV左右。

再观察解调后的示波器和频谱仪，发现并没有图像，这是因为输入高频载波信号太小，小于量程范围。

故，在增加1组互感抽头电路之后，我又在其后增加了1个一阶有源高通滤波放大器，来减少负载对前端电路的影响，稳定频率，并且能将高频小信号的幅值根据需要放大。

经过仿真，频率稳定在500KHz ，幅值变为30mV 左右，符合高频载波的要求。

所以，方案二也可以使用。

4.2 乘法器方案分析
方案一：应用差分对模拟乘法器。

这种电路有缺点：温度漂移不能抵消，同时，信号时单端输入，使用上有时感到不便。

方案二：应用双差分对模拟乘法器。

如图4.2.1所示，T1、T2和T3、T4组成差分对放大器，T5、T6为上述两对放大器的电流源，受2v 控制，T7则作为T5和T6的电流源，并用T8和T7组成镜像电流源，以抑制T1至T6诸管的温度漂移。

同时2v 信号也是对称双端输入，这样就克服了差分对模拟乘法器电路的上述缺点，因此选用方案二。

输出电压312v Kv v =（K 为常数，以下雷同）。

令1122cos ,cos m o m v V t v V t ω==Ω，即得：
3121212cos cos 1[cos()cos()]2m m o m m o o v v v KV V t t
KV V t t ωωω==Ω=+Ω+-Ω
当模拟乘法器作为振幅调制器时，它的输出3v 即为已调信号，亦即实现了振幅调制。

1v 接高频载波信号，2v 接低频调制信号。

当模拟乘法器作为振幅解调器时，它的输出3v 即为解调出的低频基带信号，亦即实现了解调。

1v 接本地振荡信号，2v 接已调波信号。

图4.2.1 双差分对模拟乘法器原理图
4.3 低通滤波器方案分析
方案一：采用晶体管FMMT5179构成的低频放大器电路作为该单元的主要组成部分。

该类型晶体管的频率特性曲线如下图所示：
图4.3.1 晶体管FMMT5179的大致频率特性曲线
纵轴代表放大倍数，横轴代表频率，该晶体管对低频信号具有放大作用，且随着频率的升高，放大倍数越来越小，故对于2
o
ω±Ω的频率没有放大作用。

在该电路如图4.3.2所示，左右两端各加一个选频网络，其固有频率皆为20KHz，用于过滤高频信号，保留低频调制信号。

所以，由此组成的单元电路既能滤出低频信号，也能放大低频信
号。

低频滤波放大单元输出的信号为：
1
()cos
2
T o
v t KV V t ΩΩ
=Ω
图4.3.2 低频滤波放大电路原理图
理论参数运算：12 6.34L L uH == 1210C C uF ==
谐振频率为
fc=19.99820c f KHz KHz ==≈ 但这个电路存在缺陷，因为选频网络有一端接地，这等价于对后级放大器又加了一个10kHz 的电源，干扰了解调信号。

而且选频网络是带通滤波，频带较宽，也不能起到很好的选频作用。

又因为FMMT5179仅适用于振幅26mV ≤的小信号放大，对输入信号的幅值有要求，不便系统的推广与使用。

故方案一作废。

方案二：改用运放为低频放大部分，即减弱了对输入信号的要求，同时，运放对于信号的输出也有一定的稳定作用。

通过改进之后，最终的低频滤波放大电路如图4.3.3所示。

低频滤波器功能为滤除2o ω附近的高频信
号，保留Ω低频信号，则有1()cos 2
T O v t KV V t ΩΩ=Ω。

该单元采用二阶RC 电路低通有源网络，其阻带衰减特性的斜率为－40dB ／10oct ，克服了一阶低通滤波器阻带衰减太慢的缺点。

运放对低频信号具有放大作用，信号进入二阶滤波器，高频部分均从两个电容流入接地线，剩下的波形便是基带信号。

图4.3.3 改进后的低频滤波放大电路
该电路通带放大倍数与1R 和2R 的比值有关，当12C C =时，网络的传递函数为22
11(1)()13()f f R A R SRC SRC =+⨯++，用jw 取代S 且取12f RC π=。

放大倍数为211f f R A R =+
理论参数运算： 1260R R k ==Ω 12130C C pF == 121f f R R k ==Ω 放大倍数2
112f f R A R =+=，通带截止频率11
120.42c f KHz R C π==，即输出低于20.4KHz 的低频信号。

经过仿真测试，得到如图4.3.4所示波形。

图4.3.4 低频滤波放大输出波形
XSC2中通道A显示的是滤波之后放大之前的信号，通道B显示的是输出V0的信号。

两者周期相同，都约为50us，即频率20
=。

虽然两
f KHz
者波形一样，但每Div的数值不一样，很显然，通道B的比例是通道A的两倍，输出放大器的幅值是100mv,输入放大器的幅值是50mv。

所以此电路的放大倍数是2
A=。

经过比较应选择方案二，用二阶RC电路低频有源滤波放大器得到
到20KHz的低频基带信号。

5 电路性能指标测试
5 电路性能指标测试
1.本地振荡器
1）本地振荡电路
图5.1.1 本地振荡电路
增加互感抽头电路，负载等效到本振电路的电阻明显变小，同时，增加了有源高通滤波放大电路电路，滤去了直流等不必要的分量，“净化”了本振信号，并且使得衰减后微弱的小信号幅值得以放大。

放大器的参数：放大倍数为36371011111
R A R =+
=+= 2）振荡频率
图5.1.2 输入耦合互感前的振荡频率
3）输出波形与频谱
仿真波形与频谱仪曲线如下所示：
图5.1.3 振荡器输出电压波形
图5.1.4 振荡器的仿真频谱图
从仿真波形可以看出，输出电压幅值增加到30mV 。

从频谱图可以看出，输出信号频率稳定在500KHz ，满足高频载波的频率，又有本振信号幅值为30mV 。

则高频载波信号为36()3010cos(3.1410)()
o v t t
V -=⨯⨯
2.调制部分
图5.1.1 模拟乘法器调制电路
调制部分由一个乘法器组成，分别接高频载波信号（500kHz,30mv 的正弦波）和低频调制信号（20kHz，50mv的正弦波信号）。

1）载波信号（即为本振信号）
图5.1.2 载波信号波形
2）调制信号
图5.1.3 调制信号波形3）已调信号波形与频谱仿真测试
图5.1.4 已调信号波形
本课设中，输入信号幅值50V mV Ω=，频率20f kHz Ω=，即输入信号
4()0.05cos(12.5610)()v t t
V Ω=⨯。

同时，由上文可知，外加高频载波信号
6()0.03cos(3.1410)()o v t t
V =⨯，故，可得已调波信号：
64641
()0.050.03[cos(3.141012.5610)cos(3.141012.5610)]
2
v t K t t =⨯⨯⨯⨯+⨯+⨯-⨯
由仿真图可得：10DSB V mV ≈。

因为书中没有注明乘法器表达式
312v Kv v =中K 的值，故将14mV 代入可得，31
0.050.0310102K -⨯⨯⨯=⨯，即
133.3K ≈
图5.1.5 已调信号频谱
上图可见已调波形未出现失真，波形完整。

而频谱出现两个峰值，左峰值为w -Ω，右峰值为w +Ω，分别为480KHz 和520KHz ，由于存在谐波的影响，峰值间存在过度带。

2．解调部分
如下图5.2.1，解调利用了与调制部分一样的乘法器，利用同步检波，v3接频率、相位都与载波信号完全相同的高频信号，这里和调制乘法器一样，直接接入本地振荡器的输出端。

图5.2.1 模拟乘法器解调电路
载波信号()cos o o o v t V t ω= 已调波信号1
()[cos()cos()]2
o o o v t KV V t t ωωΩ=
+Ω+-Ω 两者相乘，即得：
1
()[cos()cos()]cos 21
[cos()cos +cos()cos ]21
[cos cos 2cos ]211
cos cos 2cos 22111
cos cos(2)cos(2)244
T o o o o o o o o o o o o o o o o o o o v t KV V t t t KV V t t t t KV V t t t KV V t KV V t t KV V t KV V t KV V t ωωωωωωωωωωωΩΩΩΩΩΩΩΩ=
+Ω+-Ω=+Ω-Ω=Ω+Ω=Ω+Ω=Ω++Ω+-Ω 代入以上所得值，即：
464641
()133.30.050.03cos(12.5610)21
133.30.050.03cos(2 3.141012.5610)41
133.30.050.03cos(2 3.141012.5610)()
4
T v t t t t V =⨯⨯⨯⨯+
⨯⨯⨯⨯⨯+⨯+⨯⨯⨯⨯⨯-⨯
1）本地载波（仍为本振信号）
图5.2.2 载波信号波形
2）解调信号
图5.2.3 解调后输出波形
注：若用信号发生器产生载波信号，则解调后的波形与图5.2.3，详情请看附录。

图5.2.4 解调后的频谱
由于存在诸多谐波分量，波形图看上去杂乱无章，但是包络波形仍然与调幅波相似。

由于载波与调制信号较小，故输出波形与预期的“片状波形”有一定的差距，但从频谱图中观察，结果大致正确。

同步检波单元的输出包含了
低频Ω信号，高频2o ω±Ω信号，即20KHz 、980KHz 和1020KHz ，但还是在500KHz 附近出现了“毛刺”干扰，可能是由于乘法器未调零所致。

3．二阶低通滤波放大器
图5.3.1 低频滤波放大电路理论参数计算
将之前计算的理论值带入，则检出的低频波为：
41
()133.30.050.03cos(12.5610)()2
T v t K t
V Ω=⨯⨯⨯⨯⨯
其中的K 值是因为低频滤波网络带来幅度的变化从而产生一个比列系数。

信号进入二阶滤波器，高频部分均从两容流入接地线，剩下的波形便是基带信号，滤除了谐波成分，频率为20KHz ，幅度为100mv 的基带信号。

仿真测试如图5.3.2和图5.3.3,它们分别显示了输出基带信号的波形图和频谱图。

仿真测试如图5.3.2和图5.3.3,它们分别显示了输出基带信号的波形图和频谱图。

图5.3.2 输出基带信号波形（通道B）
图5.33 输出基带信号频谱
频谱图只存在一个峰值，即为基带信号的频率20KHz，在频率接近零的地方突起可能是由于直流分量导致的。

6 总电路原理图
6总电路原理图
7疑惑与改进
1、当调制信号与载波信号调换位置的时候，已调信号是否会发生变化？
答：不会发生变化。

通过理论分析可知，当调制信号和载波信号调换位置时，只要他们的频率和幅度没有发生变化，那么已调信号的的带宽仍是2 。

2、解调后的频谱里为什么含有500KHz的载波分量？
答：可能是由于解调乘法器部分未调零。

在使用解调乘法器之前，需先输入高频载波信号，调整可变电阻，观察输出波形，直至输出波形幅值为零，即可减轻载波干扰。

在调整可变电阻的操作中，发现由于可变电阻的精度不高，最小精度也只有5%，无论如何调节可变电阻，输出频谱中仍含有少量载波分量。

在改变电阻的过程中，出现了如图7.2的频谱，500KHz 的载波分量迅速增加，这证明了这种现象是由于才乘法器未调零造成的。

图7.2 解调乘法器调零后的输出频谱
3、为什么DSB 波一定要用同步检波？
答：包络检波的特点络检波器的输出波形应与调幅波包络线的形状完全一致。

如下图7.3所示的DSB 信号波形，可以看出DSB 信号在V Ω的半周期处有反相的现象，出现“W ”或“M ”波形，包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用包络检波来恢复调制信号。

同步检波的解调与调制的实质一样，均是频谱搬移，在接收端提供一个与接收的已调载波同频同相得本地波，它与接收的已调信号相乘后，经过低通滤波器取出低频分量，即得原始的基带信号。

图7.2 解调乘法器调零后的输出频谱
4、在本地振荡发生器的设计中，为什么采用互感耦合的方式？
答：采用互感耦合或者抽头连接的方式，可以减少后级电路对前级电路负载阻抗的影响，稳定系统的Q 值。

其中，后级电路等效到前级的阻抗为222
()M Z ω，M 为互感系数，222222Z R jX =+为后级电路阻抗。

但是经过仿真测试，很多互感都不能用于这个电路，会出现异常。

不同的互感由于互感系数不同，也会造成了不同程度的波形失真。

这可能是由于元器件参数的高频特性所造成的。

通过查阅资料，原来元器件在低频状态下，一般作为理想器件，即当做纯电阻、纯电感、纯电容来考虑，但在较高频率状态下，其频率特性已远远偏离理想特性。

必须考虑高频分布参数对器件性能的影响。

而对于电感，在一个较宽的频率范围内，可以看做是有一部分电容并联，所以，当互感处于高频状态时，有可能与寄生电容产生谐振而导致波形失真。

通过对比NLT_PQ_4_56的失真较小，但由于负载的影响，幅值仍减少了许多。

所以对于稳定的本地振荡器的设计，还有待去深究。

5、有关本地振荡器中的运算放大器。

答：为了测试运放的性能，可以用示波器的两个端口A、B分别接入运放的输入端与输出端，仿真测试如图7.4，7.5所示。

A
理想放大倍数前面已经计算得出11
图7.4 放大器功能测试
图7.5 放大器输入、输出波形对比
XSC6中通道A显示的是滤波之后放大之前的信号，通道B显示的是输出V0的信号。

两者周期相同，都约为2us，即频率500。

f KHz
显然，输出电压幅值比输入电压幅值小，放大器没有把信号放大，反而缩小了。

这是什么原因呢？我一直在思考这个问题，反复改电路，换OP 型号，调整参数，最后得出一个结论：如果不接运放直接加负载的话，电压最多也只能达到几uV。

所以，我推论：运放在这里的作用并不是起放大信号的作用，而是牺牲电压增益来减小负载对振荡器的干扰，相当于间接放大已衰减的小信号。

这个推论还未得到证实，需要进一步去探究。

8 心得体会
高频的课程设计终于要大功告成了。

这次课程设计花了很长的时间，但却是十分值得的。

由于整本高频课本都是自学的，对许多知识理解的都不是很深刻。

对于实际电路的设计，更不知道如何下手，只有不断的翻书，不断的查阅资料。

基本原理算是掌握了，但实际仿真起来，才发觉好像和课本上讲的又不太一样。

要把这些理论转换为实际电路并非易事，需要不断的调试参数、更改电路，根据不同的波形图、频谱图推理可能出现的错误，有时候好不容易设计好的模块，最后发现连接到下一个模块的时候又出现了新的问题，又要克服负载效应，又要不断地纠正各个模块，最后才能对整个系统之间的互相影响、互相作用有一个清晰的认识。

这是十分花费时间的，由于只有我一个人进行设计，常常思路很局限，经常调一个参数就能耗费一个晚上。

在写论文的时候，也要注意论文的内容和格式，尽量言简意赅、清楚明了。

我也参考了毕业设计论文的格式严格要求自己，追求每一个细节，认真完成了这次通信电子线路的课程设计论文，这也使我对word的操作更加熟练。

整个课程设计过程中，我发现了自己对于课本上的知识有很多的不足，并且对知识运用不够灵活，对一些元器件的特性和功能不是很了解，看到了自己的实践经验还是比较缺乏，但一方面对使我队这门课有了更深一层的理解，同时提高了我的动手能力、钻研精神。

这次课程设计还存在许多潜在的以及未解决的问题，有待以后花更多的时间去探讨研究，从而更好的完善电路。

元件清单
互感数量
NLT_PQ_4_56 1
电感数量
6.34uH 1
31.5uH 1
电阻数量
500Ω 8
51Ω 4
1KΩ 8
2KΩ 2
5KΩ 3
10KΩ 2
12KΩ 1
8KΩ 1
3.9KΩ 2
6.8KΩ 1
60KΩ 2
47KΩ(可调) 1
49KΩ(可调) 1
电容数量
4nF 2
8nF 1
100pF 2
130p 1
100u 2
10nF 1
100nF 5
晶体管数量
2N2222 16
FMMT5179 1
二极管数量
IN5719 2
运放数量
AD647SEB 1
仿真软件Multisim 11.0
致谢
转眼已是大三下学期。

在这三年期间我得到了许多老师、同学和朋友的指导和帮助，在此向他们表示感谢!
感谢同学们的帮助，使我遇到不懂的问题时有医可寻，不断地完善电路设计。

感谢高频线路开发的技术前辈们，他们对社会付出了多么努力和心血。

为了人们的生活更美好，他们为我们社会所付出多少心血啊！但是我们每一个人永远不能满足于现有的成就。

人生就像在爬山，一座山峰的后面还有更高的山峰在等着你。

因此，我要趁着青春，不停的去翻过跟多的山。

最后，衷心感谢父母对我多年来的养育之恩。

在此向他们致以深深的敬意，今后我会更加努力地学习，愿他们能永远幸福快乐!
参考文献
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