如何利用ICE1PCS0102设计低成本的PFC(图)讲解学习

如何利用ICE1PCS01/02设计低成本的PFC(图)
ICE1PCS01/02是工作在连续导通模式（CCM）下的PFC控制器，是根据一个新的控制方法而开发出的。

与传统的PFC解决方案相比，ICE1PCS01/02不需要直接采样输入交流正弦信号作参考。

此外，它还采用了平均电流控制技术来得到高功率因数。

图1为ICE1PCS01和ICE1PCS02的管脚布局图。

图1 ICE1PCS01和ICE1PCS02的管脚布局图
从图中可以看出，除管脚4外，ICE1PCS02的管脚与ICE1PCS01完全相同。

在ICE1PCS01中，管脚4被
用来设置开关频率。

但在ICE1PCS02中，开关频率被内部振荡器固定在65kHz，因此管脚4能够被用来进行交流欠压信号的探测。

图2和图3分别为典型的ICE1PCS01和ICE1PCS02应用电路。

图2 典型的ICE1PCS01应用电路
图3 典型的ICE1PCS02应用电路带有ICE1PCS01/02的升压型PFC的设计
●规格目标
表1列出了本设计需要的系统相关参数值。

在整个输入电压范围内，额定输出功率Pout的效率为90%以上。

●功率MOSFET和栅驱动电路
由于电路工作在开关模式下，因此仅当MOSFET导通时产生损耗。

当交流输入的电压（RMS）最小时，工作在CCM模式下的BOOST电路中的晶体管的占空比为：
（1）
由于在一个系统中，RMS值与DC值产生相同的效果，因此能够为RMS值计算出一个典型的占空比。

这样，当结温为125℃时，工作在CCM模式下的MOSFET的导通损耗为：
（2）
MOSFET的开关损耗可以用下式来估算：
（3）
其中，E on和E off为导通和关断时的能量损耗，其具体的数值能在MOSFET的数据手册中查到，f SW是开关频率。

对于300W的设计，如果使用SPP20N60C3，导通损耗为：
P cond＝3.922×0.782×0.42
＝5.05W （4）
假设开关电流大约为6A，并且栅驱动电阻Rg=3.6W，则开关损耗：Psw＝（0.007mWs＋0.015mWs）×65kHz＝1.43W
总损耗为：
（5）
则MOSFET散热器热阻必须为：
（6）
栅驱动电阻被用来尽可能快地驱动MOSFET，并且还要保证将dv/dt控制在EMI的规范要求之内。

在这个300W的实例中，为SPP20N60C3 MOSFET选择3.6W的栅电阻。

除栅极驱动电阻外，通常还在MOSFET的栅和源之间连一个10kW的电阻来为栅电容放电。

●升压二极管
由于升压二极管D1的反向恢复特性对系统的性能有着很大的影响。

因此需要使用低t rr和低Q rr的超高速
二极管来减少开关损耗。

新型的碳化硅（SiC）肖特基二极管技术在这一方面显示出明显的优势，它几乎没有反向恢复特性。

选用SiC肖特基二极管就可以不用考虑由升压二极管所引起的开关损耗。

下面的公式只计算了导通损耗。

（7）
根据经验法则，每流过1A的额定电流，SiC二极管就能够为一个CCM-PFC系统提供100～120W的输出功率P out。

例如，英飞凌科技公司制造的额定正向电流IF=4A的SDT04S60至少能够被用在P out=400W的系统中。

因此，我们能够在本设计中使用这一型号的二极管。

升压二极管的散热器热阻必须为：
（8）
SiC升压二极管冲击电流的能力通常不强，因此容易被击穿。

所以在电路中需要加入一个旁路二极管（图4中的二极管D3）。

在本系统中，可以选用1N5408。

图4 浪涌电流旁路二级管
●升压型电感器
流过电感器的峰值电流等于输入电压最小情况下的峰值输入电流与高频纹波电流之和。

高频纹波电流的峰峰值I HF必须足够地小，通常为上面所给出的峰值输入电流的15%～25%。

如果纹波电流太大，则需要一个较大的交流输入滤波器来滤掉这一噪声。

如果纹波电流太小，则电感值会很大，这样磁芯的体积就会很大。

下面给出了一个定义I HF的实例。

（9）
这个值大约为I in_pk的22%。

流过电感器的峰值电流为：
（10）升压型电感器的电感值必须为：
（11）
D=0.5时，将得到上式的最大值。

（12）
●升压型输出大容量电容
大容量电容必须满足输出倍频纹波和保持时间这两方面的要求。

1 输出倍频纹波的限制
PFC的固有电路结构会产生2f L的纹波。

纹波电压的幅值与输出电流和大容量电容的关系如下所示。

（13）
其中，I out是PFC的输出电流，V out_ripple_pp是输出电压纹波（峰峰值），f L是交流输入的频率。

请注意ICE1PCS01/02带有增强动态控制模块，当V out超过调节电平±5%的范围时，此模块将开始工作。

设计增强动态模块时，应使其仅在负载或输入发生变化时才会工作。

在负载恒定的稳定状态，增强动态模块不应被触发，否则THD将会恶化。

这就意味着V out_ripple_pp必须小于V out的10%。

在本例中，Vout=390VDC，因此V out_r ipple_pp必须小于39V。

如果我们定义V out_ripple_pp=15V，则
（14）
2 保持时间的要求
在PFC级之后，通常会有一个PWM级来为最终用户提供一个经过隔离的直流输出。

在一些应用中，尤其是在计算机应用中，对保持时间有一定的要求。

这说明即使交流输入电压在一个较短的保持时间内变为0，PWM级也必须能够提供经过隔离的输出。

对于这一保持时间通常的规格要求为20ms。

如果定义PWM 级的最小输入电压为250～410VDC，则大容量电容为：
（15）
最终的C out电容值必须大于由上面两个约束条件计算得到的值。

●电流检测电阻
根据IC的软过载电流控制阈值和流过升压型电感的峰值电流，就能够计算出电流检测电阻的大小。

当
I sense信号达到软过载控制阈值时，IC就会减小内部控制电压，因此在接下来的周期中占空比会相应地减小，最终会限制升压型电感的电流。

根据IC的数据手册，软过载电流控制阈值的最大值为-0.66V。

因此，电流检测电阻的大小应为：
（16）
如图2和图3所示，晶体管和二极管的电流均通过R sense进行检测。

这说明浪涌电流也是通过R sense进行检测的，由于浪涌电流的范围在150～200A之间，因此会在R sense上造成一个很大的负压降。

这样，就需要通过电阻R3来将流入管脚2（I sense）的电流限制在1mA之内。

取R3=220W就能够满足这一要求。

●输出电压检测分压器
在图2和图3中，输出电压通过由R1和R2构成的电压分压器进行设置。

首先，确定图中下方的电阻R2的值。

随后，上方的电阻R1的值为：
（17）
其中，V ref为IC内部为电压检测所提供的基准电压，其典型值为5V。

如果R2=10kW，
（18）
推荐为R1和R2选用阻值容差为1%的电阻。

由于R1的电压应力较高，因此推荐使用一些串联电阻来达到所要求的阻值。

●频率设置 (仅适用于ICE1PCS01)
ICE1PCS01的频率能够在50～200kHz的范围内进行调节。

图2中的外部电阻RFREQ能够对振荡器的控制电流进行编程。

给定的电阻-频率特性点为（250kHz/18kΩ）、（125kHz/33kΩ）和（50kHz/82kΩ），图5显示了通过这些点的曲线。

图5 电阻－频率特性
●交流欠压关断 (仅适用于ICE1PCS02)
当输入电压VAC降低到设计的最小输入电压（对于全电压输入范围为85V）之下并且V CC还没有达到V CCUV LO电平，则发生欠压。

对于一个没有输入欠压保护（IBOP）的系统，在给定的输出功率下，BOOST
将逐渐增大从电源得到的电流，这将使得输入电流超过最大设计值。

ICE1PCS02提供了一种新型的IBOP，如图6所示，它通过一个外部电阻/电容/二极管网络，直接检测输入电压是否达到输入欠压条件。

这一网络将对V IN进行滤波，输出滤波后的值，当管脚4（V INS）的电压大于1.5V时，IC开始工作。

当V INS低于0.8V时，IC进入待机模式，并且门极驱动信号将关断。

滞回作用会阻止系统在正常模式和待机模式间振荡。

还需要说明的是，为了避免开环保护和系统上电，输入电压至少要等于额定V OUT的16%（参考ICE1PCS01的应用指南）。

图6 电压回路框图
由于比较器C4和C5具有高输入阻抗，因此R5的阻值可以很高，从而能够降低损耗。

从数据手册中可得，V INS管脚的偏置电流最大为1mA。

为了使设计可靠，通过R5和R6的电流必须远高于这一偏置电流，例如
7mA。

因此R6为
（19）
取R6为120KW。

则R5的值为
（20）
其中，V AC_on是能够启动PFC的最小AC输入电压（RMS），例如70V（交流）。

（21）
由于R5的电压应力较高，因此推荐使用一些串联电阻来达到所要求的阻值。

纹波电压定义了PFC的交流输入电压（RMS）的欠压关断阈值V AC_off。

可以用下式来确定C4。

假设
V INS_AV E=R6/(R6+R6)V AC_off，其中V AC_o ff是能够关断PFC的最大交流输入电压（RMS），为 65V（交流）。

（22）
假设t dis charge等于输入频率的半周期时间，也就是t discharge＝1/2fL，则
（23）。