Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计

电力自动化设备
Electric Power Automation Equipment
Vol．31No．12Dec.2011
第31卷第12期2011年12月
0引言随着电力电子装置应用的日益广泛，公共电网谐波污染也日趋严重［1-3］，由电力电子装置产生的大量谐波注入公共电网，严重影响了供电质量，增加了电网损耗，严重时还可能造成某些设备不能正常工作甚至损坏。

另外，许多电力电子装置的功率因数很低，给电网带来额外负担。

如何消除电力电子装置的谐波污染并提高其功率因数，已成为电力电子技术研究的一项重大课题，是目前国内外研究的热点［4-7］。

在各种电力电子装置中，整流装置所占的比例最大。

目前，常用的整流电路几乎都采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路的非线性电路，但工频二极管和晶闸管整流器存在2个缺点：一是从公共连接点吸取高峰值脉冲电流，使网侧功率因数降低，网损增加；二是给电网注入大量的谐波，造成严重的谐波污染。

抑制谐波和提高功率因数有2种方法：一是对电网实施谐波补偿的被动方法，装设补偿装置对谐波进行补偿，即采用无源滤波或有源电力滤波电路来旁路或消除谐波；二是对电力电子设备自身进行改进的主动方法，在整流器内部采取有源功率因数校正（APFC ）技术。

后者是一种更积极的方法，也是目前的研究热点之一［8-10］。

本文设计了单相单周期控制Boost 结构APFC 电路，给出电路参数选择方法，并对设计电路进行了仿真［11-13］，对样机进行了测试。

1
单周期控制的Boost 结构APFC 电路的工作原理和稳定性分析
1.1
工作原理
单周期控制的Boost 结构APFC 电路的原理图如图1所示，主电路由单相Boost 变换器构成，控制电路采用IR1150控制芯片控制。

电路控制目标为：通过合适变量的控制，使电网提供给电路的电流i in 与电网电压u in 同相位且波形相同，即整流桥整流后的输出电流i L 与其输出电压U in 相位相同且波形相同，从而保证电网输出电流是正弦波。

在稳态时，从整流桥输出看其所接的电路可看作纯电阻时，就达到了控制目的。

此时对于电源而言，可用一个等效电阻来模拟整流桥之后的所有电路，将其设置为R e ，则控制目标可表示为
摘要：以单相单周期控制Boost 结构有源功率因数校正电路为研究对象，分析了有源功率因数校正技术的基本原理，并对其稳定性进行数学分析，同时推导出了单周期控制方程。

基于IR1150控制芯片，用简单的电路实现该控制，因无需乘法器和检测输入电压电路，简化了电路。

针对300W 实际样机，对整个功率因数校正电路的高频输入电容、Boost 电感、Boost 输出电容、输出电压分压电阻、过电压保护分压电阻、IR1150的工作频率、检测电阻及其他参数进行设计。

对所设计电路进行了仿真，并对样机进行了测试，获得仿真和测试波形及测试数据。

仿真结果和测试结果表明，基于单周期控制的有源功率因数校正电路功率因数达到0.99以上，谐波分量低，且电路简单。

关键词：功率因数校正；变换器；谐波分析；单周期控制；设计；总谐波畸变率；仿真中图分类号：TM 46文献标识码：B 文章编号：1006-6047（2011）12-0114-06
Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计
王日文1，曹文思2，程立雪3，孙玲4
（1.国电南京自动化股份有限公司，江苏南京210003；2.华北水利水电学院电力学院，河南郑州450011；
3.香港理工大学建筑及环境科学学院，香港；
4.中国能建南京线路器材厂，江苏南京210037）
收稿日期：2011-11-08
基金项目：河南省教育厅自然科学基金资助项目（2011A470005）
Project supported by the Natural Science Foundation of the
Education Department of Henan Province （2011A470005）
图1单周期控制的Boost 结构APFC 电路
Fig.1Boost APFC circuit with one -cycle control
L
U in =R e i L
（1）
由于滤波电容C 相对很大，输出电压u o 在整个周期中近似为常数，即u o =U o ，由Boost 变换器可得：U o （1-d ）=R e i L
（2）式（2）等号两边同时乘以R s （R s 为输出电流检测电阻），并令U m =R s R e U o ，占空比d =t on T s ，得APFC
电路的控制方程为
U m （1-d ）=R s i L
（3）
电网提供的电流与电网电压同频同相位，所以实现了功率因数校正的目的。

如果在每一个开关周期中，对式（3）两边进行积分，积分时间常数为开关周期T s ，得：
1s
T s 0
乙U m
d t -1s
T s 0
乙dU m
d t =1
s
T s
乙R s i L
d t
（4）
在一个开关周期中，可以认为U m 和i L 的值保持
不变，可得：
U m -R s i L =1T s t on
乙
U m d t
（5）该基本电路主要由PI 调解器、积分复位器、比较器、RS 触发器、时钟信号发生器和驱动放大器组成。

工作过程如下：输出电压U o 的取样值和基准电压U ref 比较后的差值经过PI 调解器得到U m ；当时钟脉冲到来时，RS 触发器Q 端被置位高电平，主回路MOSFET 开关管V T 导通，电压U in 加到电感L 两端，电感电流开始线性上升，电感储存能量；Q 端此时为低电平，积分器对误差输入信号U in 进行积分；同时U m 与R s i L 相减，其差值和积分器的输出比较，当积分器的输出值达到U m -R s i L 的值时，比较器输出为高电平，使RS 触发器复位，Q 端输出低电平，主回路开关管V T 关断，Q 端此时为高电平，积分器复位，电感L 电流线性下降，电感向负载和输出电容释放能量，该状态一直持续到下一个时钟脉冲的上升沿到来再重复上一周期的过程。

此控制电路在每个开关周期中都满足式（5），使得电网输出电流和电压同相位，且为正弦波。

1.2稳定性分析
主电路由单相Boost 变换器构成，拓扑结构如图
2所示。

电路工作在电流连续状态（CCM ）下分为V T 导通和断开2个阶段，如图3所示，V T 导通时，为电
感L 储能阶段，此时电源不向负载提供能量，负载靠电容C 的能量维持工作；V T 断开时，电源和电感共同向负载供电，并给电容C 充电。

设开关管V T 固定
频率为f s ，开关周期为T s 。

根据图3，应用状态平均法公式构成数学模型如下［14-15］：
d i L d t d u o d t 乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
=
0-1-d
L 1-d C
-1RC 乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
i L
u o
22
+1L 2乙乙乙乙乙乙乙乙
乙乙乙乙乙乙乙乙乙
U in （6）
对状态平均方程进行小信号扰动，线性化令瞬时
值d =D +d 赞，u o =U o +u 赞o ，i L =I L +i 赞L ，其中，d 赞、u 赞o 、i 赞L 是扰动量。

其小信号模型状态方程为
d i 赞L d t d u 赞o d t
2乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
=00
2（1-d ）
C
-1+I L （1-d ）o 2
2乙乙乙乙乙乙乙乙乙乙
乙乙乙乙乙乙乙乙
i 赞L
u
赞o
22（7）A =0
2（1-d ）C
-1+I L （1-d ）o 22
乙乙乙乙乙乙乙乙乙
乙
乙乙乙乙乙乙乙乙
=
a 11a 12
a 21a 22
22
则矩阵A 的特征方程为［16］
λ2-（a 11+a 12）λ+a 11a 12=0
（8）其根为λ1、λ2，由λ1+λ2=a 11+a 22<0，λ1λ2>0可知，λ1、λ2恒在左半平面，所以Boost 结构APFC 电路稳定。

2Boost 结构APFC 电路参数设计
基于IR1150芯片的APFC 电路如图4所示。

假
设设计参数为：输入交流电压有效值85～264V ，输入电源频率47～63Hz ，最低效率为92%，最低功率因数
λmin =0.99，最大谐波失真5%，直流输出电压385V ，直流输出电压最大值425V ，工作频率100kHz ，输出功率300W 。

APFC 变换器的设计基于：即使在最小
输入电压时，也要保证有最大功率输出。

设在低输入电压时，功率因数为0.998，效率为92%，则在最小输入电压时，得到最大输入功率为
P in （max ）=P o （max ）／ηmin =300／0.92=326（W ）
（9）最大交流输入电流有效值为
I in （max ）=P o （max ）／（ηmin U in （min ）λ）=3.8（A ）
（10）
图2Boost 变换器电路原理图
Fig.2Schematic diagram of Boost converter
circuit
+-+-U in
V T
L V D C
R u o
i L 图3Boost 变换器电路工作过程
Fig.3Working process of Boost converter
（a ）
开关管导通时的等效电路
+-
+-
U in
L
C
R u o
i L （b ）开关管断开时的等效电路+
--U in L
C
R u
o
+i L 王日文，等：Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计
第12期
第31卷
电力自动化设备
假设输入电流为正弦波，那么输入交流电流的峰值电流为
I in （pk ）max =2姨P in （max ）／U in （min ）=1.414×326／85=5.4（A ）（11）
则最大输入平均电流为
I in （avg ）max =2I in （pk ）max ／π=2×5.4／π=3.4（A ）（12）
2.1主回路电路参数设计
2.1.1高频输入电容C in 确定
C in =K ΔI L
I in （max ）
2πf sw rU in （min ）
（13）其中，K ΔI L 为电感电流纹波系数，取20%；r 为输入高
频电容上的最大电压纹波系数，一般取3%～6%，这里取4.5%；由工作频率f sw =100kHz ，I in （max ）=3.8A ，可知
C in =0.316μF ，可取C in =0.33μF 、额定电压为630V
的高频薄膜电容。

2.1.2Boost 电感L BST 确定
Boost 变换器的最大占空比发生在最小输入电
压下，在最小输入电压的峰值时，为了保证同样的输出功率，Boost 电感电流最大。

最小输入电压的峰值电压为
U in （pk ）min =2姨U in （min ）=2姨×85=120（V ）
（14）
此时占空比为
d =U o -U in （pk ）min o
=0.69
（15）
假设电感电流的纹波电流为峰值的20%：
ΔI L =0.2I in （pk ）max =0.2×5.4=1.1（A ）
（16）
于是Boost 电感最大过载峰值电流为
I in （pk ）ovl =（I in （pk ）max +ΔI L ／2）（1+K ovl ）=6.55（A ）（17）其中，K ovl 为过载系数，取10%。

得到电感L BST 为L BST =U
in （pk ）min d f sw ΔI L =120×0.69100×103×1.1
=752.7（μH ）（18）
在设计电感时必须注意，所选的磁芯在峰值电流时不能饱和，所以要选择大一号的磁芯。

相反，如果允许的电感纹波电流大时，所需的电感量就小，磁芯
可选择小一点。

2.1.3Boost 输出电容C 确定
APFC 变换器输出电容的设计是基于输出电压的维持时间，一般取维持时间为15~50ms ，本电路取维持时间Δt =30ms 来设计：
C min =
2P o Δt o o （min ）
=2×300×30=269（μF ）
（19）
在实际电路应用时，必须考虑电容值的最大误差一般为-20%的情况，为了保证输出电压的维持时间，电容值要满足下式：
C =
C min 1-ΔC tol =2691-0.2
=336（μF ）（20）取标准值330μF ／450V 。

2.2控制电路设计
2.2.1输出电压分压电阻确定
输出电压经过3个电阻R FB1、R FB2和R FB3分压取
样，为了降低整个分压电阻的功耗，满足待机功耗的要求和提高整个电路的效率，这些电阻值尽可能选得大。

但在实际电路中，这些电阻也不能过大，要有足够的输入偏置电流保证误差放大器的输出。

折中的选法取总值为1M Ω。

R FB1和R FB2取相同的阻值，以使2个电阻承受相同的电压，且承受的电压必须在额定电压范围之内（因为输出电压为385V ，取额定电压为250V 的电阻），为了使输出电压的误差最小，选取±1%精度的电阻。

取R FB1=R FB2=499k Ω，由输出电压U o =385V ，参考电压U ref =7V ，可得：
R FB3
=U ref （R FB1+R FB2）U o -U ref
=18.48（k Ω）
（21）取R FB3=18.5k Ω，可计算分压电阻的功耗为
P R FB1=P R FB2=70（mW ）
（22）
2.2.2
过电压保护分压电阻的确定
过压保护脚OVP 可以设定Boost 最高输出电压，一般输出电容选450V 耐压的电解电容，所以Boost 输出电压值必须限制在电解电容的最高耐压范围之内，通过OVP 脚保护，把输出过冲电压限制在合理范围之内，过冲电压门限425V 是一个比较合适的值。

选取过压保护点的分压电阻和上述电压反馈回路分压电阻一样，要考虑电阻的功耗和输入偏置电流。

由设计要求可知，过电压保护点设计为425V ，取R OVP1=
R OVP2=499k Ω，精度为1%，可得R OVP3=17.9k Ω。

2.2.3
频率的确定
IR1150的工作频率是通过外围的电阻R f 设定，
设定频率时，还需兼顾电磁干扰（EMI ）和电路的效率。

本设计折中考虑了EMI 、电感尺寸和功耗，选取了
100kHz 的开关频率。

由工作频率和电阻R f 关系可
知R f =78.7k Ω。

2.2.4电流环和过电流保护点确定
IR1150电流检测脚ISNS 是电流检测放大器和
过流保护比较器的输入脚。

输入最大电流发生在输
图4用IR1150实现的Boost 结构APFC 电路
Fig.4Boost APFC circuit based on IR1150
V Ds
L BST
t ：20ms ／div
（a ）输入AC 90V 、满载300W
u i n ：200V ／d i v ；i i n ：5A ／d i v u o ：100V ／d i v
t ：20ms ／div
（b ）输入AC 115V 、满载300W
u i n ：200V ／d i v ；i i n ：5A ／d i v u o ：100V ／d i v
3
2
1
3
2
1
图6输入电压AC 90V 空载时启动波形
Fig.6Startup waveforms without load when
input AC voltage is 90V
u o ／
V
010*******
20U i n ／V
204010
20
304070
t ／ms
50
60
i s ／A
图5输入电压AC 90V 满载时启动波形
Fig.5Startup waveforms with full load when
input AC voltage is 90V
00.51.01.5010
20U i n ／V
204010
2030
40
50
t ／ms
i s ／A
u o ／V
图7不同交流输入电压和电流波形
Fig.7Waveforms for different input voltages and currents
（a ）输入AC 90V 、满载300W
t ：6ms ／div
u i n ：55V ／d i v i i n ：2.5A ／d i v
（b ）输入AC 115V 、满载300W
t ：6ms ／div
u i n ：55V ／d i v i i n ：2.5A ／d i v
（c ）输入AC 230V 、满载300W
t ：6ms ／div
u i n ：55V ／d i v i i n ：2.5A ／d i v
12
1
2
2
1
王日文，等：Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计
第12期
入电压最小且负载最重时，所以检测电阻选取必须保证在最小输入电压、最大输出功率时，Boost 变换器应保持恒定输出电压。

可取R s =0.01Ω、功率为3W 的无感电阻。

2.2.5其他参数的确定
在峰值电流控制模式下，电流检测回路一般还要外加滤波器，可取R sf =100Ω，C sf =1nF ；软启动电路中可取为C z =0.33μF ；电压反馈回路中R gm =47k Ω，C p =3.3nF 。

3电路仿真
图5为输入电压AC 90V 时的启动波形，有浪涌电流和软启动过程，由于输入电压低，输出满载，所以输出电压调整到额定电压的时间较长，且输入电流的纹波也较小，输入电流波形接近正弦波且和输入电压同相位，所以功率因数接近1。

图6为输出轻载时的启动波形，和满载启动过程相似。

图中，i s 为流过检测电阻R s 的电流。

但在轻载时，由于负载消耗的功率很小，Boost 电路输出电解电容的放电电流很小，即使在最小的占空比下，Boost 电感储存的能量对输出电容的充电电流也会大于其对负载的放电电流，从而引起输出电容上的电压升高。

4
实际电路测试结果
4.1
交流输入电压和输入电流的波形
图7为不同输入电压条件下测得的输入电压U in
和对应的输入电流i in 波形，曲线1为输入电压，曲线2为输入电流。

在不同输入电压时，输入电流都能和输入电压保持同相位，电流波形基本保持为正弦波。

4.2
启动特性测试
图8为不同输入电压在满载时启动波形，曲线1
为输入电压，曲线2为输入电流，曲线3为输出电压。

测试结果和仿真结果一致，浪涌电流较大。

在低压满载启动时，输入启动电流很大，芯片过流保护功能可以避免这种大电流引起的功率开关管的损坏。

4.3负载阶跃实验
为了了解样机的动态响应特性，在不同的交流电
压下测试了负载从空载到满载，以及从满载到空载的阶跃响应。

图9为AC 115V 输入电压时阶跃响应测
试结果，曲线1为输入电压；曲线2为输入电流；曲线3为输出电压；曲线4为输出电压交流耦合波形。

虽然在负载变化较大时，回路调整到稳定的时间比较长，这和APFC 电路本身的特性有关，但从测试结果发现，即使在不同输入电压，负载从空载变到满载或从满载变到空载时，电路最终都能把输出电压调整到额定值，说明整个电路收敛，在负载出现波动时，电路最终都能稳定工作。

4.4功率因数测试结果
在不同输入电压时，功率因数测试结果见表1，在输入电压为AC 115V 、满载输出时，功率因数为0.999，满足了大于0.99的设计要求。

4.5
THD 测试结果
当负载为满载300W 、开关频率100kHz 时，输入电压和总谐波畸变率（THD ）的测试结果见表2，可以看出，在输入电压为AC 115V 、满载输出时，THD<4%，满足了小于5%的设计要求。

5结语
分析了单相单周期控制Boost 结构APFC 电路的基本工作原理，并对Boost 变换器构成的APFC 电路进行了稳定性分析，应用IR1150控制芯片，实现了单周期控制。

此控制技术不需乘法器和检测输入电压电路，极大简化了APFC 控制电路。

设计了300W 实际样机，给出电路参数选择方法，并对设计电路进行了仿真，对样机进行了测试。

仿真和测试结果表明，基于单周期控制的APFC 电路功率因数达到0.99以上，谐波分量很低，且电路简单。

该电路能够消除电网中的谐波污染，为实际产品设计提供了参考依据。

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图8不同输入电压满载时启动波形
Fig.8Startup waveforms with full load for
different input voltages
t ：20ms ／div
（c ）输入AC 230V 、满载300W
u i n ：200V ／d i v ；i i n ：5A ／d i v u o ：100V ／d i v
31
2表1功率因数和输出功率的关系
Tab.1Relationship between power factor and output power
P o ／W 功率因数
P o ／W 功率因数
90V 115V 230V 90V 115V 230V 300.98500.98160.82841800.99820.99810.9786600.99400.99230.92372100.99810.99850.9831900.99610.99600.95292400.99810.99890.98641200.99660.99730.96802700.99810.99910.9891150
0.99810.99790.9737
300
0.99810.9990
0.9910
U in ／V THD ／%U in ／V THD ／%U in ／V THD ／%90 4.80150 3.6421010.32100 4.17160 4.8322011.84110 3.92170 5.7123013.58120 3.95180 6.1824015.27130 4.301907.8425016.28140
3.72
200
8.99
260
16.78
表2THD 与电网电压的关系
Tab.2Relationship between THD and grid voltage
图9输入电压AC 115V 的阶跃响应
Fig.9Dynamic responses to load change
when input AC voltage is 115V
t ：1s ／div （b ）满载到空载
u i n ：200V ／d i v ；i i n ：5A ／d i v u o ：100V ／d i v ；u ′o ：20V ／d i v
1
2
3
4t ：1s ／div （a
）空载到满载
u i n ：200V ／d i v ；i i n ：5A ／d i v u o ：100V ／d i v ；u ′o ：20V ／d i v
1
2
3
4第31卷
电力自动化设备
Design of Boost active power factor correction circuit with one -cycle control
WANG Riwen 1，CAO Wensi 2，CHENG Lixue 3，SUN Ling 4
（1.Guodian Nanjing Automation Co.，Ltd.，Nanjing 210003，China ；2.North China Institute of Water Conservancy and Hydroelectric Power ，Zhengzhou 450011，China ；3.Faculty of Construction and Environment ，
The Hong Kong Polytechnic University ，Hong Kong ，China ；4.Nanjing Line Accessories Manufacturer ，Nanjing 210037，China ）
Abstract ：The principle of single -phase Boost APFC （Active Power Factor Correction ）circuit is studied ，its stability is analyzed and its one -cycle control equation is deduced.A simple control circuit based on IC IR1150is adopted ，which has no multiplier and input voltage detection circuit.Its parameters are designed for a 300W prototype ，including high -frequency input capacitor ，Boost inductor ，Boost output capacitor ，output -voltage dividing resistors ，over -voltage protection dividing resistors ，IR1150working frequency ，detecting resistor ，etc.The designed circuit is simulated and the prototype tested.Simulative and testing results show that ，the Boost APFC circuit with one -cycle control is simple ，reaches higher power factor than 0.99and has low harmonic components.
Key words ：electric power factor correction ；electric converters ；harmonic analysis ；one -cycle control ；design ；THD ；simulation
王日文，等：Boost 结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计
第12期
国电南京自动化股份有限公司承担的国家“863计划”项目
顺利通过科技部验收
近日，由国电南京自动化股份有限公司承担的国家“863计划”项目《基于IGCT 的高压大容量三电平变频调速系统》顺利通过了由科技部组织的项目验收。

该项目研究并解决了基于IGCT 的高电压三电平变频调速系统中安全封脉冲方法、适用于强电磁干扰环境下的高性能光纤CAN 通讯系统、应用于三电平变频调速系统起动过程中的直流预励磁方法、基于IGCT 的高压三电平机械结构及工艺设计等关键问题和难点，填补了我国在基于IGCT 的高压大容量三电平变频器产品生产上的空白，产品技术整体达到国际先进水平，部分关键技术达到国际领先水平，并形成相关企业标准。

该项目的顺利实施，能有效地提高国内器件厂商的研发生产积极性，打破国外器件公司的技术垄断，推进IGCT 国产化事业，降低高压大容量变频调速产品的应用门槛。

该项目产品广泛应用于电力、市政、冶金、石化、煤炭等工业部门的风机、水泵、压缩机、搅拌机等高压电机的调速运行，节能效果显著，同时极大提高了系统的控制精度和智能化水平，取得了良好的社会效益和经济效益；项目产品已在多家电厂现场安全运行，平均节电率为30%左右。

项目研究期间，共发表论文45篇，其中EI 源刊22篇，SCI 收录2篇；申请并获得受理发明专利13项（已授权9项），申请并获得授权实用新型专利4项；获得计算机软件著作权5项；荣获中国电力科学技术奖、中国华电集团公司科技进步奖、江苏省科技进步奖等多项荣誉。

该项目是国电南自倡导低碳经济理念、践行社会责任、落实节能减排措施取得的又一重大突破，加快推进了国电南自新能源及节能减排产业的升级，对于推动社会节能环保事业的发展具有重要的意义。

（国电南京自动化股份有限公司潘芬）
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（编辑：李莉）
作者简介：
王日文（1956-），男，内蒙古凉城人，高级工程师，长期从事电力系统自动化领域的研究、实践与管理工作（E -mail ：
riwen -wang@sac ）；
曹文思（1978-），男，河南开封人，讲师，硕士，从事电力电子和信号处理方面的研究（E -mail ：eegscaows@ ）。