阻抗谱测量系统的设计kgg

图 3 双差分阻抗 电压变换电路 F ig 3 C ircu it schem e of dua l2d ifferen tia l im pedance2voltage
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用 。采用高速 、输入阻抗高的运算放大器 AD843,保证在一 个较大的频率范围内它的同相和反相端的电压相等 ,且等 于输入电压 V IN 。流经被测量阻抗 Z 的电流由参考电阻 R 和 R1 决定 。由于流入 AD843的反相端的电流可以忽略 ,所 以 ,流经 R 与 Z 的电流是相等的 。因此 ,有
图 1 阻抗谱测量系统框图 F ig 1 Block schem e of im pedance spectrum m ea surem en t system
图 2 锁定放大器实现框图 F ig 2 Block schem e of the dua l lock2in am plif ier 阻抗转换为电压信号的接口采用双差分减法器结构 , 具 体 的 电 路 如 图 3所 示 。MAX 4 2 7作 为 缓 冲 器 起 隔 离 作
0 引 言 阻抗谱测量被广泛应用于电子元件和蓄电池的性能测
量 、温湿度传感器 、压力传感器 、半导体气体传感器 、生物医 学和国防等领域 [1, 2 ] 。传统的阻抗测量使用交流电桥法 , 然而 ,电桥的平衡操作复杂 。当干扰较大 、环境嘈杂时 ,特 别是要在比较宽的频率范围自动测量阻抗 ,即需要测量阻 抗谱时 ,电桥法难以适应 。自动测量测量阻抗的一般方法 是根据流过阻抗元件上的向量关系 ,计算出阻抗的幅值和 相位 。当频率比较低时 ,自动测量易于进行 。但当频率较 高时 ,对 A /D转换的速度要求很高 。且电压和电流相位差 的测量也比较困难 。致使自动测量难以实现 。
第 10期 马胜前 :阻抗谱测量系统的设计 53
为 A1 和 A2 的相位角 。这些值可以通过预先校准得到 。为 了兼顾测量精度和测量速度的问题 ,采用了可钟控的低通 滤波器 ,其时钟由单片机提供 。 2 软件设计
自动测量之前 ,对测量系统的增益的幅值和相位进行 预校准 ,将其存储到单片机中 。图 4为主程序流程图 ,测量 开始时 ,首先 ,由单片机 AT89C52根据确定的测量频率点 , 产生钟控低通滤波器 (LP)所需要的时钟 ; 其次 ,单片机与 AD9850间采 用 并 行 通 信 , 将 给 定 的 频 率 和 相 位 , 写 入 AD9850,并同步控制 DDS1和 DDS2更新 ,产生正交的激励 与参考信号 ;然后 ,延时等到低通滤波器完成滤波后 ,对待 测元件进行阻抗测量 ,通过模拟开关切换采样 V1 和 V2 ,启 动 A /D ,分两次读取转换结果 ,再计算并显示频率 、阻抗的 幅值和相位 。结果可以存储 ,也可以经过通信接口上传到 PC机 。一个频率点的测量完成后 ,改变信号频率 ,测量下 一个频率点 ,循环上述步骤 ,直到达到频率上限 ,就可以实 现阻抗谱的测量 。
的阻抗 ,从而得到阻抗谱 。
在低频时 , A1 , A2 和 A3 是常数 , 但在频率较高时 , 它们 是复数 ,所以 ,式 ( 10)变为
Z=
|VO | e j( < - <A ) )
+
|A2
| e
j(<2 -
<1)
R
,
|M A1A3V IN | |A1 |
( 11)
式中 <A = <1 + <3 是 A1 , A3 的相位角之和 , <1 和 <2 分别
2006年 第 25卷 第 10期 传感器与微系统 ( Transducer and M icrosystem Technologies)
51
阻抗谱测量系统的设计 3
马胜前
(西北师大 电子信息工程系 ,甘肃 兰州 730070)
摘 要 : 论述了单片机控制的阻抗谱测量系统的设计和实现方法 ,采用直接数字频率合成器 (DDS)产生 同步的正交信号源 ,采用双差分减法器实现了阻抗到电压的转换 ,并利用双相锁定放大器提高了抗干扰性 能 。由于测量通道的增益会随频率而变化 ,采取了校准措施 ,并利用可编程的开关电容低通滤波器 ,以加 速测量 。仿真实验结果表明 :加入高斯白噪声 ,信号噪声比为 - 10～10 dB。频率范围为 1 Hz～100 kHz,阻 抗幅值和相位测量的相对误差小于 4 %。 关键词 : 阻抗谱 ; 锁定放大器 ; 可编程滤波器 ; 测量接口 ; 单片机 中图分类号 : TP216 文献标识码 : A 文章编号 : 1000 - 9787 (2006) 10 - 0051 - 03
阻抗谱测量系统的组成如图 1所示 ,通过控制直接数 字频率合成器 (DDS)产生同步信号源 ,利用双差分减法器
收稿日期 : 2006 - 05 - 28 3 基金项目 :国家留学基金资助项目 (99862025) ;甘肃省科技攻关计划资助项目 (2GS047-A52- 002- 07)
52 传 感 器 与 微 系 统 第 25卷
完成阻抗到电压的转换 ,为了同时测量阻抗的幅值和相位 , 采用了双相锁定放大器 ,把阻抗的幅值和相位转换为直流 电压信号 ,单片机对电压信号进行数据采集 、计算并显示测 量结果 。锁定放大器的实现框图如图 2 所示 ,激励信号源 由 DDS1提供 ,其输出信号 V IN的频率和相位均可编程 。V IN 经过缓冲和放大后 ,作为 0°的参考信号 。DDS2 提供同频 率 ,但与 V IN相位差为 90°的参考信号 。DDS1和 DDS2由单 片机实现编程并进行同步控制 。锁定放大器由模拟乘法器 实现 ,乘法器的输出经过低通滤波器 ,即可得到被测量阻抗 的幅值和相位的信息 。
示的双相锁定放大器来测量 VO 的幅值和相位 。锁定放大 器采用一组正交的参考信号 VSIN和 VCOS ,它们的幅值都为 |V ref | ,但相位差为 90°。其中 , VSIN与 V IN有相同的相位关 系 。通过 2个乘法器和低通滤波器 ,滤除交流谐波分量和
高频噪声 ,可以得到
V1
=
1K 2
VO
V ref cos < ,
(7)
V2
=
1K 2
VO
V ref sin < ,
(8)
式中 K为已知的常数 , 由乘法器的生产型号决定 ; V1 和
V2 为直流电压 ,因而 ,可以方便地用低速的 A /D 转换器采
样 。通过式 (7)和式 ( 8 )可以得到 VO 的幅值 | VO |和相位
<, VO 可以表示为
VO = |VO | ej< .
(9)
从式 ( 6)可以得到
Z=
VO
+ A2 R .
M A1 A3 V IN A1
( 10)
因为 VR 与 V IN同频率 、同相位 ,流过 R 的电流同时流过
阻抗 Z,如果把 V IN的相位角作为参考 0°, 则由式 ( 10 )可以
计算出阻抗 Z。改变信号源的频率 , 则可得到不同频率时
D esign of an im pedance spectrum m ea surem en t system3
MA Sheng2qian
( D epartm en t of Electron ics and Informa tion Eng ineer ing, Northwest Norma l Un iversity, Lanzhou 730070, Ch ina)
图 4 主程序流程图 F ig 4 The flow chart of ma in program 3 仿真实验
3. 1 仪表放大器增益与校准 在图 3中 ,选取 RG1 , RG2和 RG3为 5. 49 kΩ ,使得在低频
VR
= R
R + R1 V IN
=M V IN
,
(5)
其中 ,M = R / ( R + R1 )为常数 。所以 ,式 ( 4)变为
VO =M A3 (A1 Z /R - A2 ) V IN .
(6)
在 V IN已知情况 ,测量出 VO 的幅值和相位 ,就可以测得
阻抗 Z。
考虑到混入信号中的谐波和其他干扰 ,采用了图 2 所
锁定放大器对于低信噪比信号的测量非常有用 [6 ] 。 为了实现干扰较大情况下的阻抗谱自动测量 ,本文提出了 一种测试方法 ,它基于双差分减法器和双相锁定放大器 ,可 以很好地抑制干扰 ,并把阻抗的幅值和相位转换为直流电 压信号 ,用低速的 A /D 转换器就可以实现阻抗测量 。同 时 ,采取措施解决了参考信号源以及兼顾测量精度和测量 速度的问题 。 1 硬件组成及测量原理
VO = A3 (A1VZ - A2VR ) .
(3)
将式 ( 2)带入得
VO = A3 (A1 Z /R - A2 ) VR ,
(4)
式中 VZ 和 VR 分别为被测量阻抗 Z 和参考电阻 R 上的电
压 ; A1 , A2 和 A3 为 AD620的增益 。因为 VR 与 V IN同频率 、同
相位 , VR 等于
测量中的环境噪声 ,比如 : 各种背景噪声和电磁干扰 等 ,它主要表现为共摸干扰 。差动放大器对共摸干扰具有 较强的抑制作用 ,用双差分减法器可以较好地克服共模干
扰 [3 ] 。对于与信号混合的噪声 、谐波干扰等 ,只能用其他 的方法滤除 ,文献 [ 4, 5 ]采用自适应滤波的方法 ,效果不 错 ,但频率跟踪电路较复杂 ,而且 ,不适宜于信噪比较低的 情况 。
Abstract: A design and imp lement of impedance spectrum measurement system controlled by a single2chip m icrop rocessor is described. The synchronous orthogonal signals are obtained by using direct digital synthesis (DDS). The impedance is converted to voltage based on the dual2differential subtraction. The affections of noise can be reduced significantly by using the dual lock2in amp lifiers. Due to gain of the measurement channel changes with frequency, so the calibration is used. The p rogrammable switched2capacitor low pass filters are used to speed up measurement. The simulation experimental results show covering frequency range is 1 Hz～100 kHz and SNR is - 10 dB ～10 dB w ith Gauss white noise, measurement relative error is less than 4 %. Key words: impedance spectrum; lock2in amp lifier; p rogrammable filter; measurement interface; single2chip m icrop rocessor
i =VR /R ,
(1)
VZ = iZ =VR Z /R .
(2)
考虑到许多测量要在高噪声环境进行 ,同时 ,为了消除
导线阻抗的影响 ,因而 ,采用了低功耗 、低噪声 、高精度的仪
表放大器 AD620,它的输入阻抗达 10 GΩ ,输入端电容为 2 pF。它的放大倍数可以通过外接电阻 RG 调整 。采用差 分输入 ,为了最大地减小共模干扰 ,采用了 3 个 AD620,它 们组成一个高性能的双差分减法器 。设它们的增益分别为 A1 , A2 和 A3 , 其大小通过 RG1 , RG2 , RG3调整 。在双差分减法 器的输出有