三相并网逆变器设计与仿真

《电气工程综合训练III》报告
设计题目：三相并网逆变器分析、设计与仿真专业班级：
学生姓名：
学生学号：
指导老师：许
完成日期：2016年1月13日
江苏大学·电气信息工程学院
1.训练题目：三相并网逆变器分析、设计与仿真
2.训练目标：通过本课程的综合训练，掌握电力电子变换器及其控制系统的数
学建模、性能分析、参数设计和基于PSIM软件的仿真验证，为后续毕业设计及未来工作与科研奠定一定的电气工程综合实践基础。

3.训练内容：三相并网逆变器的并网原理与数学模型，基于PI控制器的矢量
控制策略及参数设计，三相SVPWM调制技术，三相软件PLL技术及参数设计，三相并网逆变器系统的PSIM仿真分析。

N
4.训练要求：独立完成训练内容，正确分析工作原理，合理设计相关参数，正
确搭建仿真模型，有效获得仿真结论，作业封面全班统一，文字图表布局整齐，采用A4纸张打印并装订。

一、新能源发电与并网技术
新能源是指传统能源之外的各种形式能源，包括太阳能、风能、水能、地热能、生物质能和海洋能。

新能源发电是指某些中小型发电装置靠近用户侧安装，它既可以独立于公共电网直接为少量用户提供电能，也能直接接入配网，与公共电网一起为用户提供电能。

新能源发电主要包括：光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池、水能发电系统、海洋能发电系统、地热能发电系统、生物质发电装置以及储能装置等。

根据用户及使用目的的不同，新能源发电可用于备用电站、电力调峰、冷热电联供以及边远地区的独立供电等多种用途。

中小容量燃气轮机发电、风力发电机组以及以直流电形式存在的太阳能光伏电池、燃料电池等分布式电源发出的电能无法直接供给交流负荷，须经一定的接口并网。

分布式发电并网接口方式分电力电子逆变器接口和常规旋转电机接口类，前者在体积、重量、变换效率、可靠性、电性能等方面均优于后者，目前主要装置是并网逆变器。

逆变器的拓扑结构是关键，关系到逆变器的效率和成本。

一方面新能源大规模并网要求电网不断提高适应性和安全稳定控制能力，主要体现在：电网调度需要统筹全网各类发电资源，使全网的功率供给与需求达到实时动态平衡，并满足安全运行标准；电网规划需要进行网架优化工作，通过确定合理的大规模新能源基地的网架结构和送端电源结构，实现新能源与常规能源的合理布局和优化配置；输电环节需要采用高压交／直流送出技术，提升电网的输送能力，降低输送功率损耗。

另一方面为了降低风能、太阳能并网带来的安全稳定风险，需要新能源发电具备基本的接入与控制要求。

智能电网对风电场和光伏电站在按入电网之后的有功功率控制、功率预测、无功功率、电压调节、低电压穿越、运行频率、电能质量、模型和参数、通信与信号和接入电网测试等方面均作出了具体的规定，用以解决风能、太阳能等新能源发电标准化接入、间歇式电源发电功率精确预测以及运行控制技术等问题，以实现大规模新能源的科学合理利用。

二、三相电网电压锁相环原理分析与参数设计
2.1 PLL的工作原理：
锁相环（PLL）是目前使用最普遍的相位同步方法，它用于获得准确实时的相位信息，提供计算基准，其性能对于整个控制系统至关重要。

在控制过程中要求锁相电路必须在存在电压畸变如谐波、频率突变、相位突变以及三相不平衡条件下，能够快速、准确地锁定电压相位，并需满足收敛速度要快、相位估计精度高、抗干扰能力强等几方面要求。

图1：PLL的工作原理
模块分析：
The phase detector (PD)：该模块产生的输出信号正比于输入信号u和锁相环的VCO输出信号u`之间的相位角偏差，ɛpd中可能包含有高频谐波。

The loop filter (LF)：该模块具有低通滤波特性，可以衰减PD输出中的高频谐波，LF模块可以是一个一阶低通滤波器，也可以是一个PI控制器。

The voltage-controlled oscillator (VCO)：该模块的输出将产生一个交流信号，该信号的频率相对中心频率wc波动，VCO输出信号u的相位最终希望与输入信号u的相位相同。

2.2 PLL的数学模型
图2：PLL的数学建模图
由于高频(二倍频)分量被LF滤除，因此可以只考虑低频分量。

假设VCO已经调谐至输入电压频率即ω≈ω`，则当PLL进入锁相稳态时相角误差很小(Φ≈Φ`)，因此有sin(Φ-Φ`)≈sin(θ-θ`)≈θ-θ`，那么乘法鉴相器PD的输出仍然能够在稳态工作点附近进行线性化，以便进行PLL性能分析与参数设计。

⎪⎪⎪⎪⎩
⎪⎪⎪⎪⎨⎧==+==-==s U s VCO s K s K E U s LF U s E s PD s lf s I P s pd s lf s s m pd 1)()()(2)()()(')()()(')()(θθθ 不同于通信系统，在并网系统中，电网频率非常接近PLL 的截止频率。

当采用传统乘法PD 时，PLL 锁相后进入稳态时相角误差信号中高频振荡信号频率仅仅是电网频率的两倍，因此只是通过LF 来完全消除该高频振荡信号是不可能的构造不产生两倍电网频率的PD ？可以采用正交信号发生器-QSG 。

由上可知，基于QSG-PD 不会产生任何稳态振荡信号，因此可以完全遵循常规PLL 的通用设计准则，而且允许进一步提升PLL 的带宽。

图3：正交信号发生器
假设一个三相系统的输入端为：
)sin(ϕω+=t U u m ga
)3
2sin(ϕπω+-=t U u m gb )3
2sin(ϕπω++=t U u m gc ⎥⎦⎤⎢⎣⎡+-+=⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡⋅⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎣
⎡---=⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡⋅=⎥⎦⎤⎢⎣⎡)cos()sin(3223230212113232ϕωϕωt t U u u u u u u C u u m gc gb ga gc gb ga gb ga ；⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+--+=⎥⎦
⎤⎢⎣⎡⋅⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=⎥⎦⎤⎢⎣⎡)cos()sin(32cos sin sin cos ''t t t t U u u t t t t u u m g g gq gd ωϕωωϕωωωωωβα
在第二个式中输出角频率dt d ''
θω=，由于完全捕获后的'ω保持不变，故有t ''ωθ=，令输入A 相电压的相位为ϕωθ+=t ，则第二式转化为⎥⎦⎤⎢⎣⎡---=⎥⎦⎤⎢⎣⎡)cos()sin(32''θθθθm q d U u u ，将PI 调节器接到q u 端，这样就获得了相位差'θθ-的表达式
)sin('θθ-,利用这个偏差就能实现反馈控制，在相位差很小时，对三相电压的锁相是一个非线性过程，可通过负反馈将q u 调节到足够小，也就使偏差角达到最小；当相位差很小时，'
')sin(θθθθ-≈-，锁相的过程可近似的认为是一个线性过程。

q u 的大小表示输入相位和输出相位的差值，q u 经PI 调节器后可视为误差信号ω∇，它与一扰动角频率相加后为'ω，该角频率经过一积分环节得到最
终输出相位'θ。

由于该系统是二阶的，所以能实现无静差的斜坡信号t ωθ=，即使得输出 相位无静差的复现输入相位θ，实现相位的完全锁定。

2.3 PLL 的参数设计
2.3.1 开环传递函数设计
开环传递函数2)()()()(s K U s K U s VCO s LF s PD s G I
m p m OL +==
闭环传递函数222)(')()(22n
n n n s s s CL s s s G ωςωωςωθθ+++== 得到：I m n K U =ω，I
m P m K U K U 2=ζ
图4：三相锁相环原理图
稳态误差为±1%设计。

阻尼比ζ为0.707，调整时间为30ms ，即s t s 03.0=其中，cm
U 取1，开关频率s t fsw 1=，推导得到公式：⎪⎪⎩
⎪⎪⎨⎧==m I m s P U t K U t K 2216.212.9ζ PPL 的开环传递函数为：24
10704.47.306s
s Gol ⨯+=
图5：PLL 的相角开环传递函数相频和幅频特性图
分析：从伯特图可知，在dB L 0)(>ω的频带范围内，随着ω的增大，相频特
性曲线始终都在180相位线的上方，说明闭环系统是稳定的。

通过开环传递函数2410704.47.306s s Gol ⨯+=可以看出，系统在s 右半平面的极点数为0，系统是稳定的。

从上图可知截止频率Hz f c 8.53=，相位裕度为︒︒=︒-=66114180γ>0，满足了工程设计中对相位裕度 30>γ的要求。

2.3.2 闭环传递函数设计
PPL 的相角闭环传递函数为：424
10
704.47.30610704.47.306⨯++⨯+=s s s Gcl 把闭环相角的横坐标单位由rad/s 改为HZ 后，即：
图6：PPL 的闭环传递函数的相频和幅频特性图
执行操作step(gcl) ，PPL 的相角阶跃响应，误差按照%1=err θ计算，时间991.0=ts 。

图7：PPL 的闭环传递函数的相角阶跃响应
分析：由上图我们可以看出这是一个欠阻尼二阶系统。

从平稳性来分析：我们设计的PI 控制器是按照最佳阻尼比707.0=ξ来考虑
的，所以基本上没有什么振荡过程，平稳性很好；超调量%20%100112.1=⨯-≈σ；因此要使系统的阶跃响应平稳性好，则要求阻尼比大，自然频率小。

从快速性分析：阶跃响应刚进入稳态的时间是0.0252s, 调节时间05.0=s t s ，快速性最好，并且进入稳态后的图线在两条虚线之间，满足了稳态误差在%1±。

对于阻尼比一定的情况下，它所对应的s n t ω是固定的。

n ω越大，调节时间也就越短，快速性越好。

图8：PPL 的PSIM 仿真图
图9：d ，q 轴电流波形图
图10：βα,轴电压波形图
图11： 波形图
三、三相并网逆变器的矢量控制策略分析与参数设计
3.1 并网控制原理图
并网逆变器按控制方式分类,可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种。

并网时逆变器的输入常采用电压源方式,因为以电流源为输入的逆变器,直流侧需要串联一大电感以提供较稳定的直流输入电流,但由于此大电感往往会导致系统动态响应差,因此大部分并网逆变器均采用以电压源输入为主的方式对逆变器的控制通常分为电压控制和电流控制。

采用电压控制时,如果逆变器输出电压相位与电网电压不一致,将会有环流出现,而且并网后,交流侧只能检测电网电压而不能有效地控制输出电压的变化。

如果逆变器的输出采用电流控制,则只需控制逆变器的输出电流以跟踪电网电压,即可达到并联运行的目的由于其控制方法相对简单,因此使用比较广泛。

在并网技术中常常采用电流控制方式。

并网电流控制策略可分为间接电流和直接电流控制两大类。

间接电流控制策略是通过控制逆变器输出电压的幅值和相位去间接调节并网电流的幅值和相位。

该方法控制简单但动态响应慢，并且对系统参数的变化敏感。

并网电流直接控制策略主要有滞环控制、比例积分控制、比例谐振控制、重复控制、无差拍控制及模型预测控制，其中又以基于同步旋转dq坐标系
下的矢量控制策略应用最为广泛。

图12：并网控制原理图
3.2电网电压定向的矢量控制
为了实现从r s s 2/2/3的变换，需进行如下坐标变化：
⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡+⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡+⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡=⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡gc gb ga c b a c b a c b a u u u Ri Ri Ri dt di L dt di L dt di L u u u →⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡++++=⎥⎦⎤⎢⎣⎡βββαααβαg g u Ri dt di L u Ri dt di L u u ⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⎥⎦
⎤⎢⎣⎡+⎥⎦⎤⎢⎣⎡=⎥⎦⎤⎢⎣⎡gq gd d q q d q d q d u u i i L i i R i i dt d L u u ω
图13：基于电网电压定向的矢量控制策略
矢量控制是为了实现功率解耦，定子电流的励磁分量和转矩分量分开控制，就是实现了解耦。

由瞬时无功功率理论，作以下变换：
⎩⎨⎧==0gq g gd u U u →⎩⎨⎧⨯-⨯=⨯+⨯=)()(d gq q gd q gq d gd i u i u q i u i u p →⎩⎨⎧==q
g d g i U q i U p 通过控制d 轴电流实现有功功率控制，通过控制q 轴电流实现无功功率控制。

q d i i ,均是直流，则可以用PI 调节器实现稳态无静差跟踪控制。

图14：基于电网电压定向的矢量控制策略
3.3 PI 控制器的参数设计
当采用SPWM 调制时，三相逆变桥在忽略控制延时的情况下可等效为Udc/2的常数(即比例环节)。

对于SVPWM 调制，则为Udc/1.732。

)1(21)(g
g dc cm I
P L R s L U U s K K s G +⎪⎭⎫ ⎝⎛+= 当采用SVPWM 调制时，得到如下公式，
⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⋅=cm dc g
c P U U L f K 22π，⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⋅=⋅=cm dc g c P c I U U L f K f K 210)2(102ππ，已知kHZ f c 1=, 开关频率kHZ f s 10=，V U dc 700=，1=cm U ，mH L g 3=，Ω=3.0g R ，
计算得到以下PI 参数：
0539.02
2=⨯⨯⨯=dc g c p U L f pi K ，8386.3310
2=⨯⨯⨯=p c K f pi Ki ，
经过计算得到PI 控制器的开环传递函数为:
s
s s Gol 3.0003.010184.185.1824
+⨯+=
图15：PI 控制器的开环传递函数波特图
因为开环传递函数GL(s)在s 右半平面内无极点，而在GL(s)幅频特性曲线大于零的范围内相频特性曲线穿越(2k+1)π线的次数为零，因此系统闭环稳定。

分析：从伯特图可知，在dB L 0)(>ω的频带范围内，随着ω的增大，相频特性曲线始终都在150相位线的上方，没有穿越π)12(+k ，说明闭环系统是稳定的。

系统︒=-︒==2.858.94180,1o γkHz f c 。

四、三相SPWM 调制技术
图16： 三相桥式SPWM 型逆变电路
工作过程：W V U ,,三相的PWM 控制是通常公用一个三角波Uc ，三相的调制信号Uru 、Urv 、Urw 依次相差120°。

W V U ,,各相功率开关器件的控制规律相同，现以U 相为例来分析。

当Uru>Uc 时，给桥臂V1以导通的信号，给下桥臂V4以关断的信号，则U 相相对于直流电源假想中点'
N 的输出电压'N U =Ud/2。

当Uru<Uc 时，给V4以导通的信号，给V1以关断的信号，则'N U = -Ud/2。

V1
和V4的驱动信号始终时互补的。

当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是二极管4,1VD VD 续流导通，这要求阻感负载中电流方向来决定。

根据计算式可得，负载相电压N U 可求得3/)('N N N N N W V U U U ++-= , 在电压型逆变电路的PWM 控制中，同一相上下两个臂的驱动信号都是互补的。

PWM （Pulse Width Modulation ）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。

PWM 控制技术的重要理论基础是面积等效原理，即：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲
来代替一个正弦半波。

把正弦半波分成N等分，就可以把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。

如果把这些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就可得到图1所示的脉冲序列，这就是PWM波形。

像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM波。

上图所示的波形称为单极性SPWM波形，根据面积等效原理，正弦波还可等效为图2中所示的PWM波，这种波形称为双极性SPWM波形，而且这种方式在实际应用中更为广泛。

五、基于PSIM软件的三相并网逆变器仿真分析
从最右端三相交流，变成d,q轴的直流，通过PI调节器实现无静差控制，控制好了之后，在通过逆变换，变成三相交流，作为SPWM的控制信号，控制逆变桥的关断，最后并入电网。

仿真时间t为0.2s
仿真一：iq=0，id从20v突加20v(变成40v)
三相交流电压
三相电流
α轴，β轴交流电压
d 轴，q 轴直流电流
相角
分析一：iq=0，当id 从20v 突加20v(变成40v)时，通过旋转坐标系反变换作用，c b a ,,三相的电流c b a i i i ,,在0.2秒，变成原幅值的两倍，相角θ输出的是相电压和相电流之间的夹角从π20-的积分结果，其波形是直线，表明在积分之前，两者的相角差为恒定值。

从图中电压、电流上下对比可知，当电压电流均达到最大值时，该时刻，θ为︒0，实现了同步。

仿真时间t 为0.2s
仿真二：id=0，iq 从0v 变成5v
a 轴，
b 轴，
c 轴三相电流
α轴，β轴交流电压
d 轴，q 轴直流电流
三相交流电压
相角
id=0，iq 从0v 变成5v ，通过旋转坐标系反变换作用，
c b a ,,三相的电流c b a i i i ,,在0.2秒，突然增大，因此出现了如图所示的增量，同理，θ反应的是相电压和相电流相角之差积分后的结果，分析如上。

六、训练总结
本次为期一周的PSIM 课程设计到此结束，在老师的带领下，先进行了理论的学习，然后之后的课堂进行了软件仿真，很好地做到了理论和实践的结合，基
本每天都有学到新的知识。

PSIM是一门新的软件课程，我们从零基础起步，由简到繁做仿真，从三相并网逆变器的基本原理，数学模型，到PI调节器的参数设计，弄清楚了其中的锁相环、等幅值变换、等功率变换、三相并网逆变器的工作原理，模型的搭建还相对容易，但是软件的调试相对复杂，包括积分环节时间的设定，限幅环节的上下限的设定，反馈环节的方向问题，三相到两相以及逆变换的方向问题等等。

虽然都是一些细枝末节的问题，但是对于整个结果的影响却是举重若轻，一点点差错就会导致仿真出错，这也教会了我要细心做事，我相信这一次次的历练，对我今后的科研学习，无论是从心态，学习态度，还是从知识学识上面都会有很大的帮助。

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