软件无线电_第三章_软件无线电的结构
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第3章 软件无线电数学模型
软件无线电的基本结构 常见的几种软件无线电接收机数学模型 常见的几种软件无线电发射机数学模型
3.1 软件无线电的三种结构形式
软件无线电的宗旨： （1）尽可能地简化射频模拟前端，使A/D转换 尽量靠近天线，数字化后的信号尽量多用软 件处理。 （2）硬件平台应具有开放性、通用性，软件应 具有可升级性，可替换性。 软件无线电可分为三大组成部分：
例：短波HF频段低通采样软件无线电结构
滤波器 放大器 A/D
DSP
双工器
0.1MHz~30MHz
f s : 75MHz ~ 90MHz
软件
滤波器
功放
D/A
对于工作频段处于0.1MHz到30MHz范围的HF 就可能采用上述结构，因为采样频率在 100MHz左右精度为14位的AD已基本能满足要 求。
3.2.2 传统并行多通道软件无线电接收机 数学模型
传统的并行多通道接收机数字模型是通过多个 并联的单通道接收机来实现的。 在宽带采样后，多个信道的信号周期延托到第1 Nyquist频带内，其载波频率发生了变化。 在每个信道处理时通过先乘上载波搬移到零中 频，然后滤波进行抽取得到各信道的数据流。
XD( f )
B0
图1
XD
XD
f
fs / 2
fS / 4
XD( f )
XA
B0
XA
图2
f
f0 f s / 4
f0 f S / 4
f0
当上式中n为偶数时，数字谱和模拟谱的对应 X D X A , X D X A ；当n为奇数时对应关 关系为 系 X D X A , X D X A 。所以，无论 n 取确定的何 值，带通采样的数字谱与原始模拟带通信号谱也 是一一对应，只是根据不同的中频选取不同的数 字模拟对应关系而已。
I (m)
D
Q (m)
D
sin(0 n)
在上图中，低通滤波器和后续的抽取器一起 构成了一个标准的抽取系统，该抽取系统可以通 过多相滤波结构来实现，以降低对滤波器吞吐率 的要求。如果抽取因子D 很大，需要用多级抽取 来实现，如下图： cos(0 n)
X (n)
H 1 (e )
j
D1 D1
H 2 (e ) H 2 (e j )
2
Z 1
H1 (e j )
D D
I (m) Q (m)
fS
4 f0 (2n 1)
CIC
2
H Q (e j )
sin(0 n)
HBF FIR
CIC
HBF
FIR
特 征 提 取
I ( m) Q(m) a ( m) ( m) f (m)
本结构模型对采样振荡器的要求比较高，它必 须根据信号的中心频率 f 0 能精确地预置到带通 采样公式：f s 4 f o /( 2n 1) 这种结构模型必须首先确知在哪个信道上有信 号。其潜在问题是需要一个搜索或监视接收机 的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索 速度不够快，就会遗漏或丢失信号。 通常，软件无线电采用宽带带通采样，采样的 数据包含多个信道的信息，如何同时处理这些 信息？ 引入并行多通道处理理论和软件无线电信道化 结构模型。
射频处 理前端
A/D D/A
数字处 理软件
3.1 软件无线电的三种结构形式
基于采样方式的不同，软件无线电的组 成结构可以分成以下3种： 1）射频全宽带低通采样软件无线电结构 2）射频直接带通采样软件无线电结构 3）宽带中频带通采样软件无线电结构
3.1.1 射频全带宽低通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
j
D2 D2
… …
I(m) Q(m)
H1 (e j )
sin(0 n)
图中共采用了M级抽取，每级的抽取因子分 别为Dm( m = 1, 2, …, M ), 总共抽取因子为：
D Dm
m 1
M
2）另一种是基于多相滤波正交化处理的实现方案， 其数学模型如下图所示：
cos(0 n)
X(t) AD
经过分析可知，通过低通滤波后得到的基带 正交信号I(n)、Q(n)不再是带宽为 f S 2 的信号， 而是带宽为 f A 的信号，而且 f A f s / 2，所以可 以对I(n)、Q(n)进行D 倍抽取，抽取因子D 由下式 确定： fS
D
如下图所示：
cos(0 n)
S (n)
2 fA
H LP (e j ) H LP (e j )
这种带通采样除了需要一个主采样频率fs外，还需
要M个“盲区”采样频率fsm(m= 0,1,2…M-1)，M 值由下式确定： INT [ 2 f max ] M fs 式中，INT[x]表示取大于等于x的最小整数。 2m 2 盲区采样频率为： f Sm f s，式中，m = 0, 2m 3 1,2,…,M-1对应盲区号。
3.1.4 三种软件无线电结构的等效数字谱
低通采样的软件无线电结构的数字谱：
XD( f )
B
f min
f
f max
fs / 2
图中的频率全部用模拟频率来表示的，且仅画了 正半频率。
Baidu Nhomakorabea
宽带中频带通采样的数字谱： 由带通采样定理，采样速率 f S 与中频 f 0 满
足条件：
fS f 0 (2n 1) 4 其AD采样数字谱 X D如下图1所示，图2为中频信 号模拟频谱 X A ：
复信道化滤波器组概念
如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K 个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做 信道化滤波器。
本结构说明
本结构类似于超外差无线电台，但常规电台的 中频带宽为窄带结构，而本结构为宽带中频结 构。 本结构使前端电路设计得以简化，信号经过接 收通道后的失真也小，而且通过后续的数字化 处理，本结构具有更好的波形适应，信号带宽 适应性以及可扩展性。 本结构的射频前端比较复杂，它的功能是将射 频信号转换为适合于A/D采样的宽带中频或把 D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号。
B0
XA
图2
f
f cent
f0
f cent
这时数字谱与模拟信号谱的对应关系主要取 决于前置跟踪滤波器所处的位置，当跟踪滤波器 （其中心频率设为 fcent）位于偶数频段，满足：
f S B0 f S B0 [(2n 1) ] f cent [(2n 1) ] 4 2 4 2
并行多通道处理理论
A( f )
f
X ( )
宽 带 采 样
X ( )
各 个 信 道
并行多通道处理
cos(1n)
CIC HBF FIR 特征 提取 识别 解调 分析 信息输出
CIC
HBF
FIR
sin(1n)
信息输出
CIC AD CIC HBF FIR HBF FIR 特征 提取 识别 解调 分析
3.3.1 数字滤波器组与信道化基本概念
数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出 端的一组滤波器，如下图所示。
x (n)
h 0 (n)
h1 (n) ……
y0 (n)
y1 (n) … yK-1 (n)
D
D
h K-1 (n)
D
显然除h0 (n) 可能是低通滤波器外，其他的数字 滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。
主采样频率fs的确定主要取决于A/D器件的性能； 另外，还要考虑与后续DSP的处理速度相匹配。 为减少盲区采样频率的数量，在最高工作频率 fmax一定的情况下， fs应尽量选高。 本结构对A/D器件的要求是A/D需有足够高的工 作带宽。 优点：与射频全宽开低通采样结构相比最大的不 同就是采用的前置滤波器的差异；另外还有A/D 的采样速率不同；最后就是对DSP的处理速度要 求不同。实现可行性较强。
sin( 2 n)
……
cos( L n)
CIC CIC HBF HBF FIR FIR 特征 提取 识别 解调 分析
信息输出
sin( L n)
3.3 信道化接收机数学模型
上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或 有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在 哪个信道上有信号。 这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接 收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果 搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。 因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化 接收机就可以实现全概率的信号截获。
3.2 软件无线电接收机数学模型
软件无线电接收机相对发射机而言结构比 较复杂，涉及内容多，所以首先介绍两种接收 机数学模型。 1）单通道软件无线电接收机数学模型 2）并行处理思想 3）并行多通道软件无线电接收机数学模型
3.2.1 单通道软件无线电接收机数学模型
在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号 进行接收解调分析。 射频信号经过不同形式的AD采样数字化后，形 成了统一的基带数字谱 X D ( f ) ，对 X D ( f ) 处理的 目的就是如何从中提取出有效带宽 B0内信号载 频为 0的信号 S(n)。 任何一种调制形式的信号都可以分解出同相分 量和正交分量，用它们完全可以描述该给定信 号的特征，而对信号进行接收解调的目的实际 就是提取这两个正交分量。
射频直接带通采样技术
为消除因前置跟踪滤波器和不理想而产生的 采样“盲区”，需要多个采样频率，其中包括一 个主采样频率 fS和M个“盲区”采样频率 fSm。 主采样时的数字谱和射频信号谱分别如下二图。
XD( f )
B0
XD
图1
XD
f
fs / 2
fS / 4
X A( f )
跟踪滤 波器
XA
射频直接带通采样还存在“盲区”采样频带。 “盲区”频带的中心频率 f0m由下式定： m 1 f0m fS 2 式中，fS 为主采样频率，m为“盲区”频带号(m = 0,1,… M-1)，其数字谱和射频信号谱如下图所示
X A( f )
XD( f )
跟踪滤 波器
XA
B0
XA
图2
f
B0
XD
超宽带 滤波器 双工器 超宽带 放大器 超高速超 宽带A/D
f min ~ f max
分波段 滤波器 超宽带功 率放大器
f s 2 f max
超高速超 宽带D/A
超高 速 DSP 软件
这种结构的优缺点
优点：对射频信号直接采样，符合软件无线电 概念的定义。 缺点： （1）需要的采样频率太高，特别还要求采用大 动态、多位数的A/D/A时，显然目前的器件水 平无法实现。 （2）前端超宽的接收模式会对整个结构的动态 范围有很高的要求，工程实现极为困难。 所以这种结构只实用于工作带宽不太宽的场合。
图1
XD
f cent
f0
f cent
f
f sm / 2
f Sm / 4
“盲区”采样数字谱与“盲区”频带信号 谱的对应关系取决于前置跟踪滤波器所处的位 置，当其位于偶数(m=0,2,4,6,…)“盲区”时， 其对应关系为： X A , X D X A XD 当其为于奇数 (m=1,3,5,7,…)“盲区”时， 其对应关系为： D X A , X D X A X 所以，无论主采样还是“盲区”采样都可以 用一个等效的基带数字谱来唯一地表示射频信 号，只要确知前置滤波器在射频频带上所处的 位置。
1）数字混频法的实现如图所示：
cos(0 n)
S (n)
H LP (e j )
I (n)
sin(0 n)
H LP (e j )
Q(n)
图中的低通滤波器 H LP (e j ) 主要用来滤除I(n)和 Q(n)频谱分量以外的不需要的信号。低通滤波器 的通带截止频率 f P 应为I(n)和Q(n)频谱分量中对应 的最高频率，而滤波器的阻带截止频率 f A 应小于 信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响。
缺点：前置窄带电调滤波器和高工作带宽的 A/D（高性能采样保持放大器）实现起来还是 有相当的难度。另外，本结构需要多个采样频 率，增加了系统实现复杂度。 因此，我们将介绍下面一种软件无线电结构－－ 宽带中频带通采样软件无线电结构。
3.1.3 宽带中频带通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
f0 ＝(2n+1)fs / 4 分波段 滤波器 双工 器 功 放 放 大 高 放 一本 振 放 大 一中 放 一本 振 滤 波 二中 放 fs (软 件) D/A A/D DSP
3.1.2 射频直接带通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
窄带电调滤 波器 双工器 放大器
A/D
DSP
f 0＝(2n+1)f S / 4 f 0 m＝(2m+3)f Sm / 4
功 放
fS / fS m
软件
窄带电调 滤波器
“0”内插上 变频
D/A
本结构说明
本结构采用了射频直接带通采样原理。
软件无线电的基本结构 常见的几种软件无线电接收机数学模型 常见的几种软件无线电发射机数学模型
3.1 软件无线电的三种结构形式
软件无线电的宗旨： （1）尽可能地简化射频模拟前端，使A/D转换 尽量靠近天线，数字化后的信号尽量多用软 件处理。 （2）硬件平台应具有开放性、通用性，软件应 具有可升级性，可替换性。 软件无线电可分为三大组成部分：
例：短波HF频段低通采样软件无线电结构
滤波器 放大器 A/D
DSP
双工器
0.1MHz~30MHz
f s : 75MHz ~ 90MHz
软件
滤波器
功放
D/A
对于工作频段处于0.1MHz到30MHz范围的HF 就可能采用上述结构，因为采样频率在 100MHz左右精度为14位的AD已基本能满足要 求。
3.2.2 传统并行多通道软件无线电接收机 数学模型
传统的并行多通道接收机数字模型是通过多个 并联的单通道接收机来实现的。 在宽带采样后，多个信道的信号周期延托到第1 Nyquist频带内，其载波频率发生了变化。 在每个信道处理时通过先乘上载波搬移到零中 频，然后滤波进行抽取得到各信道的数据流。
XD( f )
B0
图1
XD
XD
f
fs / 2
fS / 4
XD( f )
XA
B0
XA
图2
f
f0 f s / 4
f0 f S / 4
f0
当上式中n为偶数时，数字谱和模拟谱的对应 X D X A , X D X A ；当n为奇数时对应关 关系为 系 X D X A , X D X A 。所以，无论 n 取确定的何 值，带通采样的数字谱与原始模拟带通信号谱也 是一一对应，只是根据不同的中频选取不同的数 字模拟对应关系而已。
I (m)
D
Q (m)
D
sin(0 n)
在上图中，低通滤波器和后续的抽取器一起 构成了一个标准的抽取系统，该抽取系统可以通 过多相滤波结构来实现，以降低对滤波器吞吐率 的要求。如果抽取因子D 很大，需要用多级抽取 来实现，如下图： cos(0 n)
X (n)
H 1 (e )
j
D1 D1
H 2 (e ) H 2 (e j )
2
Z 1
H1 (e j )
D D
I (m) Q (m)
fS
4 f0 (2n 1)
CIC
2
H Q (e j )
sin(0 n)
HBF FIR
CIC
HBF
FIR
特 征 提 取
I ( m) Q(m) a ( m) ( m) f (m)
本结构模型对采样振荡器的要求比较高，它必 须根据信号的中心频率 f 0 能精确地预置到带通 采样公式：f s 4 f o /( 2n 1) 这种结构模型必须首先确知在哪个信道上有信 号。其潜在问题是需要一个搜索或监视接收机 的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索 速度不够快，就会遗漏或丢失信号。 通常，软件无线电采用宽带带通采样，采样的 数据包含多个信道的信息，如何同时处理这些 信息？ 引入并行多通道处理理论和软件无线电信道化 结构模型。
射频处 理前端
A/D D/A
数字处 理软件
3.1 软件无线电的三种结构形式
基于采样方式的不同，软件无线电的组 成结构可以分成以下3种： 1）射频全宽带低通采样软件无线电结构 2）射频直接带通采样软件无线电结构 3）宽带中频带通采样软件无线电结构
3.1.1 射频全带宽低通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
j
D2 D2
… …
I(m) Q(m)
H1 (e j )
sin(0 n)
图中共采用了M级抽取，每级的抽取因子分 别为Dm( m = 1, 2, …, M ), 总共抽取因子为：
D Dm
m 1
M
2）另一种是基于多相滤波正交化处理的实现方案， 其数学模型如下图所示：
cos(0 n)
X(t) AD
经过分析可知，通过低通滤波后得到的基带 正交信号I(n)、Q(n)不再是带宽为 f S 2 的信号， 而是带宽为 f A 的信号，而且 f A f s / 2，所以可 以对I(n)、Q(n)进行D 倍抽取，抽取因子D 由下式 确定： fS
D
如下图所示：
cos(0 n)
S (n)
2 fA
H LP (e j ) H LP (e j )
这种带通采样除了需要一个主采样频率fs外，还需
要M个“盲区”采样频率fsm(m= 0,1,2…M-1)，M 值由下式确定： INT [ 2 f max ] M fs 式中，INT[x]表示取大于等于x的最小整数。 2m 2 盲区采样频率为： f Sm f s，式中，m = 0, 2m 3 1,2,…,M-1对应盲区号。
3.1.4 三种软件无线电结构的等效数字谱
低通采样的软件无线电结构的数字谱：
XD( f )
B
f min
f
f max
fs / 2
图中的频率全部用模拟频率来表示的，且仅画了 正半频率。
Baidu Nhomakorabea
宽带中频带通采样的数字谱： 由带通采样定理，采样速率 f S 与中频 f 0 满
足条件：
fS f 0 (2n 1) 4 其AD采样数字谱 X D如下图1所示，图2为中频信 号模拟频谱 X A ：
复信道化滤波器组概念
如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K 个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做 信道化滤波器。
本结构说明
本结构类似于超外差无线电台，但常规电台的 中频带宽为窄带结构，而本结构为宽带中频结 构。 本结构使前端电路设计得以简化，信号经过接 收通道后的失真也小，而且通过后续的数字化 处理，本结构具有更好的波形适应，信号带宽 适应性以及可扩展性。 本结构的射频前端比较复杂，它的功能是将射 频信号转换为适合于A/D采样的宽带中频或把 D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号。
B0
XA
图2
f
f cent
f0
f cent
这时数字谱与模拟信号谱的对应关系主要取 决于前置跟踪滤波器所处的位置，当跟踪滤波器 （其中心频率设为 fcent）位于偶数频段，满足：
f S B0 f S B0 [(2n 1) ] f cent [(2n 1) ] 4 2 4 2
并行多通道处理理论
A( f )
f
X ( )
宽 带 采 样
X ( )
各 个 信 道
并行多通道处理
cos(1n)
CIC HBF FIR 特征 提取 识别 解调 分析 信息输出
CIC
HBF
FIR
sin(1n)
信息输出
CIC AD CIC HBF FIR HBF FIR 特征 提取 识别 解调 分析
3.3.1 数字滤波器组与信道化基本概念
数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出 端的一组滤波器，如下图所示。
x (n)
h 0 (n)
h1 (n) ……
y0 (n)
y1 (n) … yK-1 (n)
D
D
h K-1 (n)
D
显然除h0 (n) 可能是低通滤波器外，其他的数字 滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。
主采样频率fs的确定主要取决于A/D器件的性能； 另外，还要考虑与后续DSP的处理速度相匹配。 为减少盲区采样频率的数量，在最高工作频率 fmax一定的情况下， fs应尽量选高。 本结构对A/D器件的要求是A/D需有足够高的工 作带宽。 优点：与射频全宽开低通采样结构相比最大的不 同就是采用的前置滤波器的差异；另外还有A/D 的采样速率不同；最后就是对DSP的处理速度要 求不同。实现可行性较强。
sin( 2 n)
……
cos( L n)
CIC CIC HBF HBF FIR FIR 特征 提取 识别 解调 分析
信息输出
sin( L n)
3.3 信道化接收机数学模型
上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或 有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在 哪个信道上有信号。 这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接 收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果 搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。 因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化 接收机就可以实现全概率的信号截获。
3.2 软件无线电接收机数学模型
软件无线电接收机相对发射机而言结构比 较复杂，涉及内容多，所以首先介绍两种接收 机数学模型。 1）单通道软件无线电接收机数学模型 2）并行处理思想 3）并行多通道软件无线电接收机数学模型
3.2.1 单通道软件无线电接收机数学模型
在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号 进行接收解调分析。 射频信号经过不同形式的AD采样数字化后，形 成了统一的基带数字谱 X D ( f ) ，对 X D ( f ) 处理的 目的就是如何从中提取出有效带宽 B0内信号载 频为 0的信号 S(n)。 任何一种调制形式的信号都可以分解出同相分 量和正交分量，用它们完全可以描述该给定信 号的特征，而对信号进行接收解调的目的实际 就是提取这两个正交分量。
射频直接带通采样技术
为消除因前置跟踪滤波器和不理想而产生的 采样“盲区”，需要多个采样频率，其中包括一 个主采样频率 fS和M个“盲区”采样频率 fSm。 主采样时的数字谱和射频信号谱分别如下二图。
XD( f )
B0
XD
图1
XD
f
fs / 2
fS / 4
X A( f )
跟踪滤 波器
XA
射频直接带通采样还存在“盲区”采样频带。 “盲区”频带的中心频率 f0m由下式定： m 1 f0m fS 2 式中，fS 为主采样频率，m为“盲区”频带号(m = 0,1,… M-1)，其数字谱和射频信号谱如下图所示
X A( f )
XD( f )
跟踪滤 波器
XA
B0
XA
图2
f
B0
XD
超宽带 滤波器 双工器 超宽带 放大器 超高速超 宽带A/D
f min ~ f max
分波段 滤波器 超宽带功 率放大器
f s 2 f max
超高速超 宽带D/A
超高 速 DSP 软件
这种结构的优缺点
优点：对射频信号直接采样，符合软件无线电 概念的定义。 缺点： （1）需要的采样频率太高，特别还要求采用大 动态、多位数的A/D/A时，显然目前的器件水 平无法实现。 （2）前端超宽的接收模式会对整个结构的动态 范围有很高的要求，工程实现极为困难。 所以这种结构只实用于工作带宽不太宽的场合。
图1
XD
f cent
f0
f cent
f
f sm / 2
f Sm / 4
“盲区”采样数字谱与“盲区”频带信号 谱的对应关系取决于前置跟踪滤波器所处的位 置，当其位于偶数(m=0,2,4,6,…)“盲区”时， 其对应关系为： X A , X D X A XD 当其为于奇数 (m=1,3,5,7,…)“盲区”时， 其对应关系为： D X A , X D X A X 所以，无论主采样还是“盲区”采样都可以 用一个等效的基带数字谱来唯一地表示射频信 号，只要确知前置滤波器在射频频带上所处的 位置。
1）数字混频法的实现如图所示：
cos(0 n)
S (n)
H LP (e j )
I (n)
sin(0 n)
H LP (e j )
Q(n)
图中的低通滤波器 H LP (e j ) 主要用来滤除I(n)和 Q(n)频谱分量以外的不需要的信号。低通滤波器 的通带截止频率 f P 应为I(n)和Q(n)频谱分量中对应 的最高频率，而滤波器的阻带截止频率 f A 应小于 信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响。
缺点：前置窄带电调滤波器和高工作带宽的 A/D（高性能采样保持放大器）实现起来还是 有相当的难度。另外，本结构需要多个采样频 率，增加了系统实现复杂度。 因此，我们将介绍下面一种软件无线电结构－－ 宽带中频带通采样软件无线电结构。
3.1.3 宽带中频带通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
f0 ＝(2n+1)fs / 4 分波段 滤波器 双工 器 功 放 放 大 高 放 一本 振 放 大 一中 放 一本 振 滤 波 二中 放 fs (软 件) D/A A/D DSP
3.1.2 射频直接带通采样软件无线电结构
组成结构如图所示：
窄带电调滤 波器 双工器 放大器
A/D
DSP
f 0＝(2n+1)f S / 4 f 0 m＝(2m+3)f Sm / 4
功 放
fS / fS m
软件
窄带电调 滤波器
“0”内插上 变频
D/A
本结构说明
本结构采用了射频直接带通采样原理。