D类音频功放

Ｄ类音频功率放大器设计

一．设计任务

设计并制作一个电源电源电压为５Ｖ，负载阻抗为８欧姆的Ｄ类音频功率放大器。

二. 设计要求

１．３ｄＢ带宽300Hz～3400Hz时，输出正弦信号无明显失真。

２. 最大不失真输出功率W

≥。

1

３. 输入阻抗kΩ

>，电压放大倍数1～20连续可调。

10

４. 在输出功率500mW时，功率放大器的效率＞７０％。三．发挥部分

１. 3dB通频带扩展至300Hz～20kHz时。

２. 输出功率保持为m W

200，尽量提高放大器效率。

３. 其他。

四．设计分析

１．音频功率放大器简述

音频功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。衡量音频放大器优劣的主要性能，一是它的频率特性指标，包括频率响应、谐波失真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应、瞬态互调失真和阻尼系数；三是信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率和效率；尤其第三个方面的性能指标主要

由功率放大器实现。传统的低频功率放大器主要有：A类(甲类)、B类(乙类) 及AB (甲乙类)。

①A类放大器的晶体管总是处于导通状态，即在一个输入信号周期内，功率器件都是导通的，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管功耗非常大。因为通常有很大的直流偏置电流流过晶体管，而没有提供给负载，尽管其效率很低(约20%)，但精度非常高。它的优点是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，理想情况下其效率为

25 %。

②B类放大器采用两只晶体管推拉工作，每只晶体管工作半个周期：一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周，因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，因此其效率高于A类放大器。由于晶体管都需要一定的开通时间，这样，在两只三极管交替工作过程中，输出端存在一个短暂的无输出功率状态，这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号失真。在理想情况下，其效率为75%，实际使用中，效率约为40%左右。

③AB类放大器与B类放大器非常相似，由于AB类放大器使用了小的直流偏置电流，使两只晶体管在同一时刻微导通以消除交越失真，因而其性能有所改善。AB类放大器的效率(约为50%)不如B类放大器高，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器

使用。

④D 类放大器由于采用了不同于上述各类放大器的拓扑结构（见图２－１０），其功耗远低于上述任何一类放大器。

图2-10所示D 类放大器组成框图由调制器、高速功率输出电路及低通滤波器等组成。其中调制器采用脉宽调制(PWM)方式，它通过电压比较器将音频信号与高频三角波通过进行比较（PWM 调制方式如图2-11所示），当反相端电

压高于同相端电压时，输出为低电平；当反相端电压低于同相端电压时，输出为高电平，从而在电压比较器输出端得到一系列宽窄不同的高频脉冲信号，即PWM 调制信号。通过该信号控制输出功率管（见图2-12），使得功率管输出也为一系列电压脉冲。由于功率管在不导通时具有零电流，在导通时只有很低的导通电阻，因而产生的功耗极小，从而使效率大为提高（在大功率输出

V （H ）

（L ）

L

L C

C

负

载

out V ou t 图2-12 H 桥型开关电路

三角波信号

音频信号

+V CC

-V CC

V out

2-11 利用电压比较器实现PWM 调制

调制器（PWM 方式）

功率输出电路

低通滤波

负载

音频信号

图 2-10 D 类放大器组成框图

条件下，D 类放大器的效率可达95%）。由于PWM 脉冲信号的占空比与输入音频信号幅值成正比，而PWM 脉冲信号中的频率成分除了音频信号外，还有各阶高次谐波分量。为还原音频信号和避免高次谐波能量驱动负载，通常在功率输出级和负载之间接入一个低通滤波器，为保持功率输出级的功率较大，要求滤波器是接近无损的，因此通常采用无源LC 滤波器。通过对上述各类功率放大器的分析，为达到设计要求及得到最大输出功率和效率，本设计选用D 类放大器。

2.1 脉冲宽度调制(PWM)理论分析

三角波调制法是建立在每一个特定时间间隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法，如图2-13所示。

为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，将正弦波的一个周期在时间上划分成N 等份（N 为偶数），每一份脉宽都是

N

π2，这样就可以分别计算出在

各个时间间隔内正弦波所包含的面积，如图2-14所示。图2-14所示的PWM 调制波形中每个特定的时间间隔，都可以用一个脉宽与之对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。通过其脉冲幅值都等于m V ∆的矩形脉冲来代替正弦波的部分，这样N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假设正弦波的

图2-13V m

PWM 脉宽调制示意图

幅值为m V ，等效矩形波形的幅值为m V ∆，则各等效矩形脉冲波的宽度i δ为

⎰

∆+∆=

T

T T

m

i V 1δθ

θd V m sin

⎰

-∆=N

i N

i m

m V V ππ2)1(2θθd sin

⎭

⎬⎫⎩⎨⎧-⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=

∆N i N i V V m m ππ2cos )1(2cos ⎪⎭

⎫ ⎝⎛⎪⎭⎫ ⎝⎛-=∆N N N i V V m m

πππsin 2sin 2

N

V V i m m πβsin sin 2

⋅=∆……………………………..式(2.1)

式中 321,2、、=-=i N

N

i i ππβ

i β是各时间间隔分段的中心角，也是各等效脉冲位置的中心

角。式2.1表明：由能量等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段中心角i β的正弦值成正比。

用三角波来实现脉宽调制，可以很方便的利用由运算放大器组成的比较器来完成这一功能。假设三角波的频率∆f 与正弦波的频率i f 之比为i f f /∆（载波比），为了使输出波形满足奇函数，N 应该是偶数。如果假定在正弦波大于三角波部分所产生脉冲的中心位置在每一段脉冲的中心，并以i β代表的话，则角度i β为

3212、、，=-=

i N

N i i π

πβ