K波段分谐波下变混频器

许静靓 吴扬春
东南大学信息科学与工程系，南京（210096）
E-mail：xujingjing1015@
摘 要：本文介绍了基于反向平衡二极管对的K波段二次分谐波下变频器的设计，从理论和设计两个方面讨论了混频电路的性能。

为了能有更好的高隔离性能，采用了低通，带通滤波器，匹配网络。

本振工作在9.4GHz，信号工作在14.5GHz到26.5GHz，变频损耗在衰减3-dB范围内都小于11.5dB,且带宽达到4GHz。

关键词：反向平衡二极管对；分谐波混频器；隔离度；变频损耗
中图分类号：TN015
1. 引言
零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。

我们注意到其优点的同时，也看到这种结构存在的问题：①本振泄漏(LO Leakage) ②偶次失真(Even–Order Distortion) ③直流偏移(DC Offset) ④闪烁噪声(1/f Noise)，因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。

当频率到达很高的频段时，同频段高性能的本振源实现困难、成本高。

为了有效解决直流偏移问题和本振源困难，我们使用分谐波混频器(Subharmonic Mixer)，又称“次谐波混频器”。

分谐波混频器的简单示意如图1(b)，本振信号频率通常约选为射频信号频率的1/2。

在分谐波混频器中，由本振泄漏引起的自混频将产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，如图1(c)所示，从而有效地抑制了直流偏移。

同时本振源频率减小到一半，降低了接收机的技术难度，减少了系统成本。

图1 分谐波混频过程
2. 分谐波混频器基本原理
2.1 混频管与混频管对性能比较
文献[1]对图(2)用于做分谐波混频器部件所产生性能的比较，得出了使用Antiparallel Diodes(反相平衡二极管对)的以下的优点：①通过抑制混频基波分量使得变频损耗减少；②通过本振信号及其噪声边带的抑制达到较低的噪声系数。

图(2) 分谐波混频器部件的v-i 、g-t 性能曲线示意(a)单管 (b)管对
2.2 混频机理及其特点
基于以上优点，在本文分谐波混频器电路设计方案中采用图(2)的结构(b)，下面阐述其混频机理：单个肖特基势垒混频二极管的理想状态的伏安特性为1v
i Is e α=−()，其中为
单管反向饱和电流，Is /q nKT α=, K 是波尔兹曼常量，q 表示单个电子电荷的电量，n 是经验
常数，T 表示开尔文温度, 在常温(300K ） 下, q /KT =38.17(V -1)。

当i 1、i 2同时流过二极管管对时，如图2-7(b)，形成合电流：12v
v S S i i i I e I e αα−=+=−+，
二极管管对的电导为: ()2cosh()v v S S di
g I e e I dv
ααv ααα−=
=+=。

由于射频信号分量远远小于本振信号分量，近视认为在本振信号LO LO v v t ω=cos()作用下产生电导g ，对g 用第二类修正Bessel 函数展开有：
02422224S LO LO LO LO LO g I I v I v t I v t αααωαω=++[()()cos()()cos()]L +t
其中I 0()、I 2()、I 4()等是Bessel 函数展开项。

在无直流偏置下，本振信号LO LO v ωcos()和射频信号RF RF v t ωcos()同时叠加到管对，产生外部电流为：
LO LO RF RF i g v t v t ωω=+*[cos()cos()]，代入展开得到：
352244LO RF LO LO LO RF LO RF LO RF LO RF i A t B t C t D t E t F t G t H t ωωωωωωωωωωωω=++++−+++−+++cos()cos()cos()cos()cos(())cos(())cos(())cos(()))
L
其中A-H 为各频点幅度系数。

电流包含的混频分量为LO RF m n ωω+，其中m ＋n 为奇次。

设计二次分谐波混频器，只需取出E 系数分量，就可以实现电路功能。

对图2(b)计算管对内部电流为：2121C S i i i I V α=−=−()[cosh()]
将电压LO LO RF RF v v t v t ωω=+cos()cos()代入进行展开得到：
2
22222
2
2
2
2112222222
LO LO RF RF C S S LO LO RF RF LO RF RF LO LO RF LO RF S LO RF LO RF RF LO RF LO V t V t i I I V t V t V V t t V V V V
I t t V V t t ωωωωωωωωωωωω+=++−=+++=+
++−+++(cos cos )
[...]
!
[cos cos cos cos ...]{
cos cos [cos()cos()...}
+
从外部电流i 和内部电流公式的分析，得出二极管管对混频特性：
C i ①管对电导中只含有偶次本振谐波混频分量，在相同信号作用下产生的外部电流式(2-7)中E
系数分量和F 系数分量的幅度比单管增大一倍；
②管对电导中偶次项本振谐波分量仅存在于管对内部，产生电流的输出干扰频率分量减少； ③外部电流中无直流分量，对管对用于混频器中来说，无需设置直流偏置，简化电路设计。

3. 分谐波下变频器的电路结构和仿真设计
3.1 器件的选择
混频管对选择M/A COM 公司的Low Barrie Silicon Schottky Diodes 的 MA4E2508L 。

首先根据给定的Spice Parameters 参数建立模型，考虑到封装电容和电感，对其进行修正，取 ， 在ADS 软件中对管对进行直流仿真，仿真通过后将管对接在电路拓扑结构的中央。

我们采用Rogers duroid 5880介质基片，介电常数为2.20，厚度为10mil,应用谐波平衡法在ADS 软件进行电路的设计。

3.2 电路结构
图(3) 电路板图
射频信号从电路左端加入，经过BPF 和射频匹配，进入到管对。

RF 开路镜像线和1/4λ@RF 线构成对RF 信号开路状态，阻止了RF 进入到LPF 端口，同时1/4λ@LO 开路对射频信号也是开路的状态。

射频信号在管对右侧，经过1/2λ@RF 短路，实现了RF 信号的有效接地，同时也阻隔射频信号进入端口。

本振信号从电路右端加入，直接作用到管对上。

此出没有添加本振匹配电路，是处于本振是大信号的考虑，便于电路设计和加工。

1/2λ@RF 短路，也就是1/4λ@LO 短路有效阻隔本振信号接地。

在管对右侧，本振信号通过1/4λ@LO 开路实现有效接地。

残留LO 信号
混频后产生的中频信号在管对左侧通过LPF从中频端口输出，右侧通过1/2λ@RF短路有效接地，从而形成了完整的IF通路。

当然其他单元结构的存在，对中频信号的变频损耗会造成一些影响，使得变频损耗增大。

3.3仿真结果与分析
在ADS软件下用谐波平衡法来仿真整个电路性能，设置本振LO信号功率为1dBm，频率为9.4GHz；射频RF信号的功率为-20dBm，频率为20GHz。

得出下变频频谱，如图(4)所示。

观察发现输出中频IF信号功率为-28.411dBm, 频率为1.2GHz.所以变频损耗约为8.4dB，图(4)中标出六个最大的频率输出分量，即所谓的带外杂散分量，输出端口中最大的带外杂散为57.60GHz分量，为4倍LO频率加RF频率的分量，是二次分谐波混频中应该存有的分量，为－63.525dBm，这个量的存在限制了混频器最小输入RF信号功率。

虽然图(3)的版图结构中存在微带结构的低通滤波器，但是由于微带结构的周期，对高次频率分量抑制度不够良好。

从此处分析得出，要接收灵敏小信号，本混频器电路后面还需进一步加入带宽为0－500MHz的集总元件的低通滤波器进一步抑制带外杂散。

图(4) 混频器的下变频频谱
扫描了变频损耗随LO功率变化情况，发现在LO功率在0dBm处有最好的变频损耗。

最小的变频损耗为8.382dB，比上图的出的变频损耗值略低些。

此时取最佳的LO功率值
0 dBm得出该结构的最小变频损耗的3-dB带宽，如图(5)所示，从17GHz到21GHz，达到了4GHz，带宽性能良好。

射频输入信号的变频损耗1dBm压缩点出现在－10dBm以上，结构有较好的线性特性。

如图(6)所示。

图(5) 变频损耗3-dB带宽图(6) 变频损耗的1-dB压缩点
表(1) 各端口之间的隔离度（dB）
P RF
LO-RF LO-IF RF-LO RF-IF IF-LO IF-RF （dBm）
-10 67 79 24.7 59 40 89
-30 67.1 79 24.7 59 40 89
4. 总结
从仿真的结果可以看出：该结构实现了20GHz的二次分谐波混频，具有良好的变频性能和端口隔离度，至于提到的RF对LO隔离不足的问题，因为此混频器主要用于卫星接收机
系统中，在低噪声放大器的后面，会加上镜像抑制带通滤波器，对此项性能会有一定的改善。

参考文献
[1] Marvin Cohn, James E. Degenford, Burton A. Newman. Harmonic Mixing with an Antiparallel Diode
[J]. IEEE MTT, 1975 Vol23 No.8 Page(s):667-673
[2] Jerzy Charmiec. Subharmonically Pumped Schottky Diode Single Sideband Modulator . IEEE MTT,
1978 Vol26 No.9, pages:635-638
[3] 廖承恩编.《微波技术基础》上册 [M]. 国防工业出版社. 1984年
[4] 李斌,樊勇,等. 毫米波分谐波混频器 [C]. 《2003全国微波毫米波会议论文集》Page(s):331-334
K Band Subharmonic Down Conversation Mixer
Xu Jingjing1, Wu Yangchun1
1 Department of Information Science and Engineering , Southeast University , Nanjing, PRC
210096
Abstracts
This paper introduced the design method of a subharmonic down conversation mixer which worked at K band . The subharmonic wave mixer circuits are discussed in the theory and designed with anti_parallel diodes. In order to achieve better performances, such as high isolations, we utilize low pass filter, band pass filter, and matching networks . The LO signal works at 9.4GHz and the RF signal works at frequencies from 14.5GHz to 26.5GHz. The result of conversation loss in this circuit is below 11.5dB in 4 GHz(3-dB) frequency band.
Key Words:anti_parallel diodes ; subharmonic wave mixer; isolations; conversion loss。