48--220单相逆变器仿真设计

单相逆变器仿真研究
1 概述
随着各行各业自动化水平及控制技术的发展和其对操作性能要求的提高，许多行业
的用电设备（如通信电源、电弧焊电源、电动机变频调速器等）都不是直接使用交流电网
作为电源，而是通过形式对其进行变换而得到各自所需的电能形式，它们所使用的电能大
都是通过整流和逆变组合电路对原始电能进行变换后得到的。

现如今，逆变器的应用非常广泛，在已有的各种电源中，蓄电池、干电池、太阳能电
池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变。

另外，交流电机调
速变频器、UPS、感应加热电源等使用广泛的电力电子装置，都是以逆变电路为核心。

本文以单相DC-AC 逆变器为研究对象，设计了一种基于全桥式结构的SPWM 逆变器。

以TI 公司低功耗16 位单片机MSP30FX169 为核心，根据反馈的电压或电流信号对PWM 波形作出调整，进行可靠的双闭环控制，逆变部分采用MSP430 数字化SPWM 控制技术，以尽可能减少谐波。

为降低开关损耗，防止产生噪声，将开关频率设置为20KHZ。

系统具
有短路保护，输入过压和过流保护功能，针对开关管，还完善了抑制浪涌电流，开断缓冲
和关断缓冲等功能。

设计的硬件电路主要包括全桥式逆变主电路、控制电路、驱动电路、
取样电路、保护电路等。

重点分析了SPWM 控制算法，并给出了软件实现SPWM 波形的
过程。

采用无差拍控制和传统的PI 控制方法相结合的复合控制方法，既利用了无差拍控制
的快速动态响应特性，又利用了PI 控制具有强的鲁棒性，据此设计的控制器能够使逆变器
的输出电压很好地跟踪正弦波，在电容性整流负载下输出电压也具有很好的正弦性，在MATLAB/SIMULINK 下建立了电源系统的仿真模型，完成了控制器的参数设计，并给出
电源在不同负载下和主电路滤波器参数变化下的输出电压仿真波形，证明了本方案设计的
逆变器能够得到优质的正弦交流电。

2 方案论证
2.1 主回路拓扑结构方案选择
逆变电源主电路结构的选取应该遵循以下几个原则：选用尽量少的开关器件，这样可
以提高系统的可靠性，并且降低成本；尽量减少逆变电源中的电容值、电感值，和减少电
容电感元件在逆变电源中的数量，这样可以减小整个逆变电源设备的体积，提高其可靠性，
同时也应该降低设备的成本；电路拓扑结构应该有利于逆变电源最终输出电压中谐波的消
除，输出电压频率及幅值的调节。

鉴于此点，本文所设计的逆变电源采用全桥式拓扑结构。

2.2 电源控制方法方案选择
常用的逆变电源控制方法有正弦脉宽调制（SPWM）、特定谐波消除（SHEPWM）和电压空间矢量脉宽调制（SVPWM）。

SHEPWM 只能消去指定的谐波分量，并没彻底改善电压波形，且计算工作量大，不利于实时控制。

SVPWM 是20 世纪80 年代中期由日本学者在交流电机调
速中提出，SVPWM 在各类三相逆变电路中得到了广泛应用，但在逆变电路中尚不多见，而SPWM 容易实现对电压的控制，控制线性度好，鉴于此点，本文所设计的逆变电源采用SPWM 控制方式。

3 系统设计及控制原理
3.1 硬件设计
3.1.1 逆变器硬件系统结构设计
逆变器的硬件系统框图如图 1 所示。

系统由逆变主电路、控制电路、驱动电路、取样
电路、保护电路、显示电路构成。

输入为48V 直流电，经主电路逆变成交流信号，再经过
后级滤波电路滤除高次谐波，最终输出有效值为36V 的正弦波信号，再经过36V~220V 变
压器，得到220V 交流电，单片机MSP430FX169 产生四路PWM 信号，控制驱动芯片
TLP250，从而实现对逆变主电路的两个开关管的控制。

采样电路检测输出电压、电流，反
馈到控制端进行可靠的双闭环控制，使系统运行更加稳定，同时提高了系统抵抗输入干扰
的能力，使系统的输入干扰不至于引起很大的输出脉动。

图 1 硬件系统框图
3.1.2 主回路及驱动电路设计
由全桥式电路工作原理可知，同等输入情况下，每个开关管承受的电压应为半桥式的
两倍，为推挽式的一半，并且输入侧为低压大电流状态，为了尽可能地降低导通损耗，提
高整个系统的效率，两个开关管应选取具有低导通压降的功率MOSFET 开关管。

通过计
算，本设计选择额定电压为150V，额定电流为30A 的开关管IRF540。

驱动30A/100V 的MOSFET 选用光电耦合器TLP250，它是具有驱动能力的快速光耦，还可以对控制电路和主电路起光电隔离作用。

TLP250 最大输入电流为20mA，最大输出电
流为 1.5A，可以驱动50A 的MOSFET。

芯片工作电压为10V～35V，可直接取自12V 直
流输入端。

3.1.3 输出滤波电路设计
逆变主电路输出的是SPWM 波，需经交流滤波器滤除高次谐波分量，方可得到正弦波。

因此，滤波器的LC 参数配置对输出正弦波的失真度影响极大。

这里选择Γ型滤波器，它是
按低通滤波器的方法进行计算，使滤波器的基波频率落在通带内，从而达到抑制谐波，保
留基波的目的。

逆变电路输出脉宽调制波中的谐波主要分布在开关频率附近，因此一般选
择LC 滤波器的谐振频率应满足：
ϖn =1
n LC
= 0.1× 2πƒ s(1）其中n 为变压器变比，ƒ s 为开关频率。

滤波器的特征阻抗为：
ρ=n L
C
（2）
假设负载阻抗为R L ，可取系统特征阻抗为ρ=（0.5～0.8）R L 。

本实验输出测试电压有效值为36V，则n=7,设置ƒ s = 20 KHZ ，R L =25Ω，取ρ=0.6 R L 。

联立上三式，经过计算得L3 =24uH，C3 =5.3uF。

3.2 SPWM 波的软件设计
SPWM 波形的产生由MCU MSP430FX169 实现，MSP430FX169 是一款高端机，它采
用RISC、哈佛总线结构、流水线取指令方式，具有指令集少、低功耗、高速度、体积小、
功能强及抗干扰能力强等特点，集成了更多的外围模块，本设计中应用了TMR2 定时器、ECCP、I/O 口、A/D 等模块。

MSP430FX169 单片机的外围功能模块ECCP 具有PWM 波发生功能，利用此模块实现数字化SPWM，执行速度很快。

生成SPWM 的控制算法有多种，
本设计采用规则采样法实现单极性SPWM 控制，其原理如图2 所示［2］。

图2对称规则采样法原理图
取三角波两个正峰值之间为一个采样周期T C ，采样频率即是开关频率20kHZ。

规则采
样法使每个脉冲的中点都与对应的三角波重合，如图2，在三角波的t e 时刻对正弦信号波
采样得到E 点，过E 点作一水平线和三角波分别交于A、B 两点，在A 点时刻t A 和B 点时刻t B 分别控制MOS 管的通断。

假设在正弦调制波的一个周期内，三角载波数为N，即
将一个周期N 等分，若三角载波幅值定义为1，调制度定义为M，正弦波周期为T r ，则第
i 个采样点为：
t i =T r
i(i = 1,2,3 ⋅⋅⋅N )
N
（3）
设正弦波调制信号为：
u r = M sin ωr t（4）式（4）中：M = U rm / U cm ，0<M<1，程序初始设M 为0.7，上电后系统的双闭环负反馈
对其产生修正作用；ωr 为调制波的角频率，与最终输出的信号频率相等，即为50HZ。

由图2 得关系式（5）：
T /21
=C
M sin ωr t e δ/ 2
（5）因此可得脉宽时间为
δ= T C M sin ωr t e（6）因此第i 个矩形波的脉宽时间为：
δ = M sin(2π i/ N)i（7）一个正弦周期为0.02s，三角载波频率为20kHZ，因此一个正弦波周期的采样点个数为：
0.02×310 N== 400
1/ 20（8）
可借助于MATLAB 软件计算1/4 个周期100 个采样点的导通时刻，及对应的脉冲宽度，然后将这些脉冲宽度值编制成表，存于单片机的程序存储器中。

产生的脉冲是一系列由窄
到宽再由宽到窄的波形，即SPWM 波。

MSP430FX169 单片机的ECCP 外围功能模块PWM 功能的实现主要依靠相关寄存器值
的设定，且以TIMER2 作为PWM 的时基。

设置方向寄存器TRISC2=0、TRISD5=0，P1A、
P1B 为输出模式。

设置ECCP 模块控制寄存器CCPCON1 的P1M1:P1M0=00，CCPΧM3：
CCPΧM0=1100，即输出P11 、P12、P13、P14 四路带死区控制调制的PWM。

设置死区
控制寄存器PWM1CON=0x0A，即死区时间为1us。

装载寄存器T2CON 的T2CKPS 位，
置T2CON=0x05，将预分频设置为1：4。

寄存器PR2 决定PWM 的周期，本试验系统的单
片机以40MHZ 振荡频率工作（一个周期为0.025us）,需产生20KHZ 的PWM 波（一个周
期50us ）, PR2=50/(0.025*16)-1=124 。

PWM 占空比的设定通过寄存器CCPR1L 和CCPR1CON<5:4>共10 位数据写入得到，其中CCPR1L 为高8 位CCPR1CON<5:4>为低2
位，程序在运行过程中的任何时候都可以修改占空比，修改后的占空比将在下一个PWM
周期更新。

SPWM 的主程序流程图如图3 所示。

进入程序执行初始化后，程序在中断程序中进行查表，然后根据查表值从单片机的P11、P12、P13、P14 引脚输出相应宽度的脉冲，从而控制TLP250 驱动开关管IRF540。

中断程序入口
现场保护
PW M数据表读到末端？
否是
返回PW M 数据首
端
读取PW M 数据
根据采样值以及读
取的PW M数据重
新计算PW M占空
比
更新PW M占空比
现场恢复
中断返回
图 3 SPWM 主程序流程图
3.3 仿真建模
单台逆变器的模型见图4。

其中V dc 是母线电压；L f、C f 是逆变器的滤波电感和滤波电容；R 是输出负载；R f 是滤波电感的等效电阻；M 是占空比，是一非线性函数、但是由于电源的滤波电容的等效电阻都非常小，对系统的影响不大，一般不予考虑。

图 4 单台逆变器模型
上述模型是非线性的，在 SPWM 工作方式下，如果载波频率 fs 远远大于基波频率 f ， 则可以通过平均值模型进行线性化。

然后在静态工作点附近做扰动，得到逆变器小 信号模型如下：
v at V at R
=
m L f C f RS 2 + ( L f + R f RC f ) S + R f + R （9）
V dc
i If L f S + R f
= m L f C f RS 2 + ( L f + R f RC f ) S + R f + R i Cf
=
m L f C f RS 2 + ( L f + R f RC f ) S + R f + R L f C f RS 2 + ( L f + R f RC f ) S + R f （10） V dc R C f S （11）
就逆变器的控制方法而言，主要有单电压环瞬时值调节；电感电流内环、电压外环
瞬时值调节；电容电流内环、电压外环瞬时值调节三种方案，考虑到并联时，为
减小逆变器内部的环流，应尽可能的让单相逆变器回路呈电流源性质，其框图见图 5。

图 5 双环控制系统的逆变器框图
电流环一般采用 P 调节，我们取调节比例系数 K ip =2。

则电流环闭环 Bode 图见图 6。

从图 6 可以看出，电感电流采用 P 调节后，负载参数对内环增益特性的影响减小。

内环
带宽增大，呈现出更好的低通滤波器性质，在低频段的相位误差非常小。

图 6 电流内环P 调节闭环Bode 图
从电流环的传递函数可以得出系统外环开环传递函数如下，Bode 图见图7。

G vc ( S ) =K ip G ic ( S )R
1 + RC f S 1 + K ip G ic ( S )
（12）
图7 电压外环的开环Bode 图
从上图可以看出，系统的相位裕量为87.5o。

转折频率为7.9k。

为了减小输出电压和参考电压之间的静态误差，采用PI 调节是一种较好的方法。

PI 调节环采用如下参数：
Kvp = 1, fvpcross = 500 Hz
Gvpi( s ) = Kvp(1 + 1 / 2πfvpcross)
外环采用PI 调节后的系统开环Bode 图见图8，从图中可以看出：系统在低频段50Hz 处有50dB 的增益，增益变大，说明系统的跟踪性能变好，相位裕量为84o，说明系统所设计的匹配参数具有良好的动态性能。

这个结论与后面的实验结果是一致的。

图8 系统开环Bode 图
4 系统原理与仿真结果4.1 总电路图
4.2 仿真实验
4.2.1 MATLAB 软件仿真结果与分析
两路SPWM 波分别对应输出正弦波的正负半波，分别控制两组开关管交替导通。

36V 正弦波交流电经过变压器，得到220V 正弦波交流电，9 为MATLAB 中的SIMULINK图软件的仿真结果，波形由两部分叠加，正弦波为有效值为220V 的输出电压波形，灰色图
形是未经过Γ型滤波器滤波的波形。

图9 仿真的输出电压波形图
4.2.2 硬件测试结果与分析
测试逆变器时应分级进行，确保各个模块功能正常后再整机联调，便于排查故障，同
时提高系统运行的安全性。

首先用示波器测试单片机P11、P13 引脚，得到两路带死区时
间的互补的PWM 波，如图10 所示。

死区时间的长短影响最终输出波形，在不断地测试中，
最终设定死区时间为1us，此时输出电压波形失真度很小。

比较MATLAB 仿真图9 和实物
测试图11，两者的区别在于后者设置了开关死区时间，图10 的两路PWM 波不是严格互
补的，在死区时间内二者都是低电平。

接着测试驱动芯片TLP250 的输出波形，两片驱动
芯片分别与两路ECCP 信号同步，当ECCP 输出信号为高电平时，TLP250 发出驱动脉冲，
波形基本上同图10。

整机联调观察输出电压波形，在交流输出侧加上LC 滤波电路，测试表明，LC 电路参
数的配置对波形的影响非常大。

滤波参数选得过大，不仅滤波电路的体积和重过大，而且
引起的相位滞后也变大，采用闭环控制时，整个系统的稳定性就越差。

相反，滤波参数选
得过小，系统中的高频分量得不到很好的抑制，输出电压就不能满足波形失真的要求。

调
试时，在理论计算的基础上，对LC 参数进行合理的调整最终得出失真度极小的正弦波，
如图11 所示。

图10 测试的输出PWM 波形图图11 测试的输出电压波形图
5 结束语
本文介绍的基于全桥式结构SPWM 逆变器功耗低、体积小、性能高，硬件设计完善，大大提高了作品的可靠性，并且很好的应用了SPWM 数字化波形控制技术，采用高效的规则采样法，最终输出谐波极少的正弦信号。

如今美国TI 公司16 位低功耗MSP430 系列单片机的应用日趋广泛，逆变器也广泛应用于电力电子装置中，这种可靠的软硬件设计方法
是非常可行并且有效的。

本文作者的创新观点：基于全桥式结构的SPWM 逆变器能够输出优质正弦信号，推挽结构有效地提高电压利用率，减少干扰；SPWM 的数字生成技术很好地结合单片机
MSP430FX169 的ECCP 功能模块，保证了很高的精度。

对于逆变电源系统来说，电力系统中的环境是十分恶劣的，逆变电源系统抗干扰措施
是否得当，有可能决定设计的成败。

本系统在硬件和软件上均采用了较强的抗干扰措施。

实践证明，设计是成功的。

（1）硬件抗干扰措施如下：
----稳定洁净的电源是CPU 系统工作稳定的条件，采用高品质的进线滤波器，可以极大改善系统的工作环境；
----PCB 板走线合理趋向与分布；
----采用硬件看门狗，防止程序跑飞；
----去耦电容的合理配置。

（2）软件抗干扰措施如下：
----设计多个软件看门狗，用以监视整个程序和重要模块的运行；
----采用指令冗余技术，减少程序跑飞的概率；
----设计软件陷阱，将已跑飞的程序马上拉回正常运行轨道。

武汉理工大学《电力电子技术》课程设计说明书
参考文献
[1] 沈建华杨艳琴. MSP430 单片机原理与应用，北京，清华大学出版社
[2] 秦龙.开关电源技术，北京，电子工业出版社
[3] 刘力. PWM 技术在电源中的运用，武汉，武汉大学出版社
[4] 杨泽民. 电力电子技术原理与应用，沈阳，东北工学院出版社
[5] 魏小龙. MSP430 接口技术与设计实例，北京，机械工业出版社。