正激变换器中变压器的设计过程

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正激变压器的设计

正激变压器的设计本文以一个20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例,来说明正激变压器的计算过程1、相关规格参数SPEC:INPUT:AC 180V~260V 50HzOUTPUT:DC Uomax= 20APout: 274W Pomax=294Wη≧80%,fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、选择core材质.决定△B选择PC40材质Core,考虑到是自冷散热的方式,取ΔB＝3、确定core AP值.决定core规格型号.AP=AW×Ae=Ps×104/2×ΔB×fs×J×KuPs : 變壓器傳遞視在功率W Ps=Po/η+Po正激式Ps=294/+294＝J : 電流密度 A .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取AP=×104/2××60×103×400×≈ cm2選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP= Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W 100KHz 25℃4、計算Np Ns.1. 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax=n = Np / Ns = Vi / Vo = Vinmin ×Dmax/ Vo+VfVf :二极管正向壓降取1VVinmin=180××√2-20=209 VDCVinmax=260×√2=370VDCn=209/+= 取CHECK DmaxDmax=nVo+Vf/Vinmin=+1/209=≈Dmin=nVo+Vf/Vinmax=+1 /370=2. 計算NpNp=Vinmin ×ton/ΔB×AeTon：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝60×103＝Np = 209×/ ×194= 取34TS3. 計算NsNs = Np / n = 34÷＝取整为6 TS4. CHECK Np 以Ns驗算NpNp = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS5.確定N RN R = Np= 33TS6. CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=Vinmin ×Dmax×Ts/ Np×Ae=209×/ 33×194=5、計算线径：1. 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / η×Dmax×VIN =294/××209 = AIprms= Ip×√D = ×√ =Awp = I/J = 5 =dwp=√4Awp/π＝√4×=Φ orΦ×42. 求N R繞組線徑dw R.N R =33TS L = N2×ALL = 332×4690× =Im = Vinmin×ton / L = 209× / ×103≈AWN = / 5 =dwN=√4× = 取Φ3. 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√= 设计输出电流最大为16AAws= I / J＝÷5＝mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬±.考虑扣除挡墙約6mm,則有- 6=之可繞寬度,預留適當空間,W＝20mm則:dws=√4Aws/π＝√4×=选用Φ×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×1-Dmin÷×Io×Fs=×÷×20×60×103=÷240×103=45μH正激由于储能装置在后面的BUCK电感上,所以没有Flyback变压器那么复杂,其作用主要是电压、电流变换,电气隔离,能量传递等;所以,我们计算正激变压器的时候,一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的,BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去的正向压降,所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本;首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例,一旦匝比确定之后,接下来就是计算初次级的匝数,论坛里有个帖子里的工程师认为,正激变压器在满足满负载不饱和的情况下,匝数越小越好;其实这是个误区,匝数的多少决定了初级的电感量在不开气隙,或开同样的气隙情况下,而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小,这个励磁电流虽不参与能量的传递,但也是需要消耗能量的,所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了,过少的匝数会导致deltB变大,不加气隙来平衡的话,变压器容易饱和;无论是单管正激还是双管正激,都存在磁复位的问题;且都可以看成是被动方式的复位;复位的电流很重要,如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数主要是不可控的,漏感的影响;复位电流是因为电感电流不能突变,初级关断之后,初级绕组的反激作用,又复位绕组跟初级绕组的相位相反,所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到能否可靠的退磁复位,其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时,其初级电感量较大,复位电流自然就小;但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中,往往需要增加一点小小的气隙,否则设计极不可靠,大功率的电源,一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化,B=ILlik/nAe,就大,加气隙是为了减小漏感Llik;正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出,次级则就是一个BUCK电路,而CCM的BUCK线路Vo=VinD,跟次级的电流无关Vo=VinDVo:输出电压,Vin：BUCK的输入电压,即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降,D：占空比在此,输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比,就可以计算出BUCK电感的Vin,也就是说变压器的输出电压基本就定下来了;在这特别要提醒大家,占空比D的取值跟复位方式有很大的关系,建议D的取值不要超过;知道变压器的输出电压Vs之后,那么就可以根据输入的电压来计算出变压器的匝比了,这里要用最低输入直流电压来计算匝比,因为最低输入的直流电压对应最大的占空比;此Vs的电压对于选择次级整流二极管的耐压也是一个很重要的数据;选择匝比的时候请大家注意,因为计算出来的值一般都是小数点后有一位甚至几位的值,而我们在实际绕制变压器的时候,零点几匝的绕法非常困难,所以尽量取整数倍的匝比；当然,如果计算变压器的时候,变压器的初次级匝数比也不排除刚好是小数的情况;正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处特别是抗饱和能力是胜于加大磁芯的;加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心;复位绕组的位置问题,是跟初级绕组近好呢,还是夹在初次级之间好如果并绕,当然跟初级的耦合是最好的,但对的耐压是个考验当然这不至于直接击穿;无论从EMC角度还是工艺角度来说,复位绕组放在最内层比较好,实际量产中这是这样绕的占多数;单管正激,如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话,MOSFET的最低耐压是2倍直流母线电压,再加上漏感的因素,MOSFET建议选800V甚至900V的管子;大功率的电源中,考虑到可靠性,一般变压器的余量较大,为避免变压器饱和,一般将deltB选得较小,一般取以下；由于EMC与MOSFET的开关损耗考虑,将频率设得较低,一般为40KHz以下；大功率电源一般都会带主动式PFC电路,所以单管或双管正激拓扑的母线电压大概是400V左右;由于上面三个原因,根据变压器匝数计算公式Np=VinTon/deltBAe,可知变压器的初次级匝数较多,而较多的匝数会使分布参数漏感,分布电容变大,从而使绕组的交流损耗,特别是直流损耗都变大,在加上大功率变压器内部绕组的特性很差,故绕组温升相当可观,再加之大功率变压器的铁芯散热面积小,中柱发热比两个边柱更严重,而散热更差,所以铁芯的损耗导致的温升也较可观;较大的铁损与铜损导致磁芯的温度上升,从而导致变压器的磁通密度饱和点下降,如果设计的余量不够,当变压器在高温大负载的冲击下,可能立即饱和从而导致炸管而加点小气隙可以减少变压器的剩磁,从而使避免变压器在高温大负载的冲击下饱和;为什么有的变压器不加复位绕组,也能正常复位可以利用外部复位RCD,LCD,有源钳位等方式;谐振复位正激变换器,它是利用变压器激磁电感与MOSFET结电容进行谐振复位的,但是所需的电感量和电容量是需要详细计算的,通常需要对正激变压器开气隙才行;复位电流一般都比较小,所以复位绕组的发热也较小,放在内层一般一层就可以绕完便于工艺的控制;我做的变压器一般是复位,初级,次级,辅助;次级绕组如果在里面,这绕组所用铜线的单匝长度小,直流损耗低,但散热就差了一点,如果在外面的话,则情况相反;对于正激电源来说,匝比影响的是占空比,初次级的峰值电流,匝数以及次级储能电感的电感量;正激没有偏磁和直通的毛病,主要优点就是可靠性高.同样频率下,正激变压器磁芯的发热量只有桥式的1/3;200W-500W的正激变压器,可加的气隙,这样可以减少初级匝数,还可适当提高频率,进一步减少匝数,以降低导线发热量;正激电源开通、关断瞬间,初、次级电流包含哪些成分稳态之后呢双管正激的那两个钳位二极管是在复位的时候导通,从而钳位MOSFET两端的电压近似等于直流母线电压,复位二极管最好用超快回复的,最理想的选择是BYV26C之类的管子,UF系列也可以;硬开关电路,从理论上分析,提高频率的益处:可以允许使用更少的匝数或者使用更小型号的变压器同样型号的变压器输出同样功率,铁损将明显减少,减少电源的体积,增大电源的功率密度;当然也有不好的一面：提高频率将使MOSFET的开关损耗加大,变压器绕线的趋肤深度降低,分布参数的振荡将更加剧烈,EMI变差;所以,可靠性跟频率没有必然的联系,只要将电路处理好,特别是热设计做好了,一般可靠性还是比较高的;匝比的大小跟输入的电压范围以及占空比有关;正激与反激不一样,反激的“电感”变压器之前,而正激的电感在变压器之后,所以同样的占空比下,正、反激的变压器次级输出电压是不一样的;次级完全可以看成一个BUCK电路,那么这个BUCK电路的输入电压就是变压器次级输出电压减去整流管的压降,只要确定好占空比,就可以计算出电感前端的输入电压,即变压器次级的电压,然后通过占空比凡推出匝比,选好变压器之后就可以计算出初级的匝数,通过匝比计算出次级匝数;在算变压器的时候经常会因为匝比或匝数的小数而有所调整,这样先计算的输出电感余量不是要再留大些是的,一般在实际电路设计的时候,跟计算值相比都会留有一定的余量,而且当发生取值使用近似值的时候,都需要进行反推验证,这样才能保证电路的工作状态在我们的控制之中;正激变压器在开关管导通时存在三个电流,1.励磁电流,I1=VINTon/Lp；也就是Ip中的斜坡电流;这部分电流不传递能量,只维持变压器的电动势;中的平台电流I2,这一部分是传递能量的;3.次级感应电流I3=nI2;因为I3=nI2,I2,I3产生的磁场相互抵消,所以在正激变压器计算中不考虑;开关损耗是硬开关电路的硬伤,除非上软开关,则可以明显降低开关损耗;硬开关要降低开关损耗的方法有降低开关频率,加快开通与关断的速度使波形上升与下降沿更陡峭,但会使EMI更差,采用输入电容小的MOSFET,提升电路的驱动能力等;双管正激与单管正激变压器的计算方法完全一样;其实正激变压器稳态时的初级电流可以通过变压器的等效模型得到的,用文字表述下,Ton时,整流管导通,续流管关断忽略反向恢复时间与漏感的影响等因素的影响,次级储能电感电流线性上升,diL/dt=Us-Uo/L,而这个电流会通过匝比反馈到变压器初级的电流波形中去;当然,变压器的初级励磁电感在输入电压Uin的作用下,也会有一个线性上升的励磁电流,dim/dt=Uin/Lm,这两个电流都是要流经变压器初级线圈的,所以我们测试的电流就是这两个电流的叠加;这也解释了为何复位线圈的线径比初级线圈的线径小得多的原因;的取值大小限制变压器铁芯的损耗大小,小的B值变压器越不容易饱和,但相反需要更多的绕线匝数,有时甚至因为窗口面积饶不下,所以铜损在增加;正激一般都是工作在CCM模式,有较大的直流分量,如果要用较大的deltB的话,就需要加入一点气隙以降低剩磁,来平衡直流分量带来的影响,不过这会让励磁电流增大,变压器的铜损增加,开关管的电流应力相应的也会增大;因为正激的占空比一般都会小于,所以次级续流二极管的导通时间要更长;除开电容的影响,整流二极管跟续流二极管的平均电流应该是一样的;正激很少用在全电压的范围,是因为占空比变化过大吗是的,占空比的变化太大就会使次级的电感设计变得麻烦;正激有个最小占空比的问题;下面开始说变压器;第一个需要面对的就是变压器与磁芯的选择,其需要考虑的因素实在太多,我们列举其中一部分来讨论下：首先用Ap法磁芯面积乘积法来计算变压器的AP值：AP=AWAe=Ps10^4/2ΔBfsJKuAW: core之窗口面积. cm^2；Ae: core有效截面积 . cm^2；Ps :变压器传递视在功率W Ps=Po/η+Po正激式；ΔB: 磁感应增量T ；fs : 变压器工作频率HZ ；J :电流密度 A .根据散热方式不同可取300~1000 A/cm^2；Ku:磁芯窗口系数. 可取;对于上式Ap算法得到的值,跟实际使用的变压器AP值相差较远,所以被人广泛诟病;其实产生误差的根本原因是,上式基本上都是在工程应用中才有优化近似而得到的,所以有些参数是较为理想,而实际使用中很多的参数是变化的,甚至还有些分布参数在“捣乱”,所以造成了偏差,在实际使用在还要考虑到余量,所以对于计算得到的Ap值乘上一个的系数比较合理;其实这里的ΔB 磁感应增量是个比较重要的物理量,需要大家注意;ΔB表征磁芯的在电源工作时,磁感应强度的变化范围,ΔB=Bmax-Br,Bmax是最大磁感应强度,Br剩余磁感应强度;在输入电压与工作频率不变的前提条件下,对于同一幅磁芯,ΔB取得越大,磁感应强度的变化范围越宽,磁芯的铁损越大,但所需要的匝数就越少,相应的铜损就小;选用磁芯的时候,需要选择饱和磁通密度尽量高,剩余磁通密度尽量小的磁芯,这样可以实现小磁芯出大功率的目的;得到AP值之后,可能有非常多的变压器都符合需要,这是首先需要考虑结构尺寸的限制,特别是高度与宽度的限制;比如EFD30与EI28的AP值同样都是左右,但EFD30的高度小很多,更适合与扁平化的电源中,而EI28对于紧凑型电源则显得更重要;其次,从降低漏感与分布电容的角度出发,应该选择骨架宽度较宽的变压器磁芯跟骨架,这样单层绕线的匝数会更多,有利于降低绕线层数,从而降低漏感与分布电容,关于漏感的问题,我们在后面再展开讨论;再次,还要从通用性与经济性的角度来考虑,这是工程设计中无法回避的现实问题;当然还有安规,EMI,温升,绕法等一些问题需要考虑;计算好匝比之后,一般会综合考虑次级整流管的电压应力,将计算的匝比调整或将匝比取整,接着我们就可以通过匝比来反推电路的真实占空比范围Dmax=nVo+Vf/VinminDmin=nVo+Vf/Vinmax后面的就是要根据真实的占空比范围来计算,这样得到的参数才是比较合理的;接着就可以计算最大与最小的导通时间,tonmax= Dmax/ fstonmin= Dmin/ fs接着就能计算初级绕组的匝数了Np =Vinmin ×tonmax/ΔB×AeNp：初级绕组的最少匝数Vinmin：初级绕组的最低输入直流电压tonmax：初级MOSFET的最大导通时间ΔB：磁感应强度的变化量,正激类电源根据散热条件,一般可以取：所选磁芯的横截面积,一般在磁芯手册上可以查到接下来计算次级匝数,次级匝数Ns = Np / n,当然得到的数值不一定是整数,一般都是要四舍五入取整数匝,因为小数匝在绕线的时候工艺不好控制;此时又会带来一个问题,要想保持匝比不变,那么势必要根据四舍五入之后的次级匝数,反过来计算初级的最终匝数,否则占空比就会发生改变, Np= Ns n计算的NP如果不是整数的话,也需要近似的取值,当然会带来匝比与占空比的轻微变化,但由于影响较小,所以一般都不需要再次去反推占空比;同样的,确定最终的初级匝数之后,可以反过来推算变压器磁芯的磁感应强度变化范围,验证ΔB 是否在合理的范围之内,ΔB=Vinmin ×Dmax×Ts / Np×Ae得到Np之后,就可以计算出复位绕组匝数Nr,并计算出励磁电流以及复位绕组的线径,考虑到MOSFET的电压应力与变压器的可靠复位,一般都是设Np=Nr,然后根据所选磁芯的AL值,计算出复位绕组的电感量Lr=ALN^2,继而计算出复位绕组的复位电流Ir=Vinmin ×tonmax/Lr,相应的绕组线径也就能计算出来了;接下来的工作就是计算初次级绕组的线径;有一点需要大家注意的就是,计算线径要以电流有效值来计算,而非电流峰值或平均值要计算初级绕组的线径,首先要计算初级的峰值电流Ip = Pi / VL = Po / η×Dmax×Vin ,然后再计算峰值电流Iprms= Ip×√D ,最后在根据电流密度来计算需要的绕组线的横截面积,最后要根据频率,趋肤深度与临近效应,变压器骨架宽度跟深度等因素来计算单根线径的外径;同理次级绕组的计算方法一样的,不同点就是用电流平均值来计算,Isrms=Io×√D,然后要考虑单根线径的值,考虑因素同上;。

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。

根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。

下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。

1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。

正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。

反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。

正激变换器变压器以及输出电感的简单计算

正激变换器变压器以及输出电感的简单计算首先，我们来讨论变压器的计算。

变压器是利用电磁感应原理工作的电子设备，可以将输入的直流电压变换成输出的交流电压。

变压器由一个原边线圈和一个副边线圈组成，通过改变线圈的匝数比可以实现电压的变换。

变压器的电压变换比由下式给出：Vp/Vs=Np/Ns其中Vp和Vs分别为主线圈(原边)和副线圈(副边)的电压，Np和Ns分别为主线圈和副线圈的匝数。

根据这个公式，我们可以根据所需的输出电压和输入电压来选择变压器的参数。

例如，如果我们需要将输入电压12V转换为输出电压120V，假设变压器的匝数比为10:1，即Np/Ns=10:1、那么我们可以通过求解下面的方程来计算出主线圈和副线圈的匝数：12V/Vs=10/1得到Vs=1.2V。

因此，我们需要选择一个副线圈匝数为1.2的变压器，以实现输入电压到输出电压的变换。

接下来，我们来讨论输出电感的计算。

输出电感通常用于滤波和稳压，它可以减少输出电压中的纹波和噪声。

输出电感的电感值取决于所需的滤波效果和负载电流。

一般来说，输出电感的电感值越大，滤波效果越好。

输出电感的计算可以通过下面的公式给出：L=(Vr*T)/(ΔI*2),其中L为输出电感的电感值，Vr为输出电压的纹波峰峰值，T为一个纹波周期的时间，ΔI为负载电流的纹波值。

例如，如果我们需要输出电压的纹波峰峰值为0.1V，负载电流的纹波值为0.02A，一个纹波周期的时间为10ms。

那么根据上面的公式，输出电感的电感值可以通过计算得到。

L = (0.1V * 10ms) / (0.02A * 2) = 0.25H。

因此，我们需要选择一个电感值为0.25H的输出电感，以实现所需的滤波效果和稳压。

综上所述，正激变换器中变压器和输出电感的计算涉及到输入输出电压之间的变换比、负载电流的变化以及所需的滤波效果。

通过合理地选择变压器参数和输出电感的电感值，可以实现正激变换器的正常工作和所需的电力转换效果。

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计

1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：规格：输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）输出电压Vout=12V输出功率Pout=1200W效率η=85%开关频率Fs=68KHz最大占空比Dmax=0.35第一，第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下：因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku)其中:Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2铜窗口占用系数Ku取0.2ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下：第三，计算匝比、匝数1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf)其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375,取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.3522. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106得初级匝数NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.36Ts,取49Ts3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。

正激变压器计算

正激变压器计算正激变换器的变压器作为功率变压器设计的一个例子。

设计要求是：输入U i = 48V ，如考虑输入电压最低为-20% 变化。

输出直流U o =5V ，功率P o =100W ，开关频率f=250kHz 。

输出功率100W ，则输出电流为100/5＝20A 。

因为电流很大，次级匝数要取尽可能少，使得直流电阻很低。

这意味着次级最少匝数N2=1匝（取整数），因此匝比n 也是整数。

它的输出电压与输入电压的关系为（5-19）式中n 为初级匝数N1与次级匝数N2之比；占空度D 为晶体管导通时间Ton 与开关周期T 之比。

根据正激变换器工作原理，当复位线圈Nr 与初级线圈N1相等时，最大占空度不超过0.5。

为了确保变压器磁芯安全复位，一般极限占空度选择Dlim=0.47。

如果输入电压在一定范围变化，最低电压时，也就是最大占空度Dmax 不超过0.45。

如果采用有源箝位或使复位线圈匝数小于初级匝数，占空度可以大于0.5，这会使得功率管在截止期间承受更高的电压。

在输出、输入电压一定时，一般选择Nr ＝N1。

只要D 不大于0.5，占空度可以任何值。

但是D 加大，由式（5-19）可见，变比也加大；在输出功率一定的情况下，初级峰值电流反比减少，可选择较低电流定额功率管；同时次级两端电压也下降，这样次级因电压低可采用同步整流或肖特基整流管，可大大提高效率。

因为高压二极管导通压降大，同时二极管的反向恢复时间随二极管反向耐压增加而增加。

另一方面如果有最低输入电压要求，例如-20%，在最低电压下，最大占空度不低于0.45，就可以计算出所需要的变比式中Uo’=Uo+UDF; UDF是整流管正向压降。

因为次级选择1匝，匝比3.2取整为3，即初级为3匝。

实际占空度为有了匝比和匝数，我们可以选择多种磁芯比较。

假定我们已经做了比较，选择材料3F3， RM10磁芯,其AL＝4050nH，Ae＝0.968cm2。

3匝初级的电感量Lp＝32×4050nH＝36μH，因此初级激磁电流峰值为此电流加上次级反射到初级的电流的有效值为因为激磁电流是剧齿波，电流有效值比直流分量6.6A只大0.1A ,一般不考虑激磁电流影响。

单管正激式开关电源变压器设计

单管正激式开关电源变压器设计设计一个单管正激式开关电源变压器的主要目标是将输入电压转换为所需的输出电压，并提供适当的电流输出。

这种类型的电源变压器由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电路组成。

以下是一个设计单管正激式开关电源变压器的基本步骤：1.确定功率需求：首先，确定所需的输出功率，这将指导变压器的尺寸和开关管的容量选择。

输出功率通常以所需的输出电压和电流来计算，即P=V*I。

2.选择变压器参数：根据所需的输出功率和输入电压范围，选择适当的变压器参数。

变压器一般由工作频率、变比（输出电压与输入电压之比）和功率容量来定义。

变压器的变比可以通过变压器的匝数比来实现，即N2/N1，其中N2是次级（输出）匝数，N1是主级（输入）匝数。

3.选择开关管：选择能够承受所需输出功率的开关管。

开关管的选择与其导通电阻、封装、耐压和工作频率相关。

常用的开关管有晶体管和功率MOSFET。

4.设计整流电路：整流电路用于将开关管的高频交流输出转换为直流输出。

常见的整流电路包括单相桥式整流器和满桥式整流器。

整流电路的设计需要考虑所需的输出电压、电流和纹波功率因素。

5.设计滤波电路：滤波电路用于去除整流电路输出的高频纹波，并提供平滑的直流输出。

常见的滤波电路包括电容滤波器和电感滤波器。

滤波电路的设计需要考虑所需的输出电压纹波和效率。

6.进行模拟和数字仿真：使用计算机软件进行电路的模拟和数字仿真，以验证设计的正确性和性能。

7.制作原型并测试：根据设计的电路图和布局，制作原型并进行测试。

测试包括输出电压和电流的测量、纹波和效率的评估。

8.进行优化：根据测试结果进行设计的优化。

优化的目标包括提高效率、减小纹波和噪声，以及改进稳定性和可靠性。

上述步骤提供了一个基本的单管正激式开关电源变压器设计的框架。

具体的设计细节和参数将取决于所需的输出功率和输出电压等要求。

为了确保电路的稳定性和可靠性，建议在设计过程中仔细考虑电源的保护和故障检测机制。

正激式变换器工作原理

正激式变换器工作原理
正激式变换器的典型电路如下图所示。

当开关K闭合时，变压器的初级线圈N1被直流电压激励，线圈N1电压为上正下负；次级线圈N2感应的电压也为上正下负，二极管D1导通，通过电感L给负载R供电和给电容C充电。

当开关K断开时，变压器的初级线圈N1产生很大的反电动势电压，为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿，正激式变压器开关电源的变压器增加一个反电动势吸收绕组；同时，次级二极管也截止，由于次级电感L电流不能突变，通过二极管D2继续给负载供电；同时电容C也为负载供电。

正激式变换器只有传输能量的功能，储存能量是通过次级的电感L 和电容C来完成的。

正激电感变压器

正激变换器磁性元件的设计正激变换器磁性元件除了变压器外，还有一个电感器。

一般的资料上都是从变压器开始算起的，但个人认为应该从电感器开始算起比较好，这样比较明了，思维也比较清楚。

因为正激变换器起源于BUCK变换器，而BUCK变换器，其功率的心脏是储能电感，因此，正激变换器的功率心脏是电感器，而不是变压器，变压器只有负责变电压，并没有其它的功能，功率传输靠得是电感。

当然一般书上从变压器算起，也未尝不可，但这样算，思路不是很明确，也不容易让读者理解。

下面我演示一下我的算法，希望对读者能有所帮助。

（注意需要从低输入电压和高输入电压两种计算。

）电感器的设计首先，以滤波电感为研究对象，进行研究。

在一个周期中，开关管开通的时候，滤波电感两端被加上一个电压，其电流不是突变的，而是线性的上升的，有公式I=V*TON/L，这几项分别表示电感电流的增量，输入电压，开通时间，电感量。

而这个电压是变压器副边放出的。

在开关管关断的时候，电感器以一个恒定的电压放电，其电流会线性的下降，同样遵守这个公式，即I=Vo*TOFF/L，一个周期中，放电电流等于充电电流，所以上两式相等，再用1-D代替TOFF，D 代替TON，于是从上两式中得到Vo=V*D。

画出电感两端的电压电流波形如下图。

电感两端电压电流波形上为电流波形，下为电压波形。

所以，我设计的第一步就是确定这个原边电流的波形。

下面，以12V/24A的电源为例，介绍一下设计步骤。

1.选取最低输入电压（直流）Vimin：175V；输出电压Vo：12V；输出电流Io：24A；估算效率：80％；工作频率f：65KHz；最大占空比D：0.6；输出整流管正向压降Vfo：1.5V。

2.根据公式Vs=Vo/D+Vfo计算正激电感输入电压，即变压器付边绕组输出电压，为21.5V3.选定输出纹波电流峰峰值Ir，范围一般为输出电流的10％～50％，这里选为4.3A。

4.根据公式Ip=Io+Ir/2计算正激电感的电流峰值为26.15A。

正激变压器的设计

正激变压器的设计正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns.(1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/(Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取Np = 33TS (5).確定NRNR = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求NR繞組線徑dwR.NR =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W ＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH。

正激式变换器工作原理

正激式变换器工作原理正激式变换器（Forward Converter）是一种常用的开关电源拓扑结构，可以将直流电压转换为需要的直流电压输出。

它通过周期性地开关和关闭电路中的开关管，实现对电能的传输和转换。

本文将详细介绍正激式变换器的工作原理。

正激式变换器由输入电源、变压器、开关管、输出电路以及控制电路等组成。

其中，变压器是正激式变换器的核心部件，通过变压器的变换作用，实现电能的传输和转换。

正激式变换器的工作原理可以分为两个阶段：导通阶段和关断阶段。

在导通阶段，开关管S导通，输入电压Vin通过变压器的主绕组L1传输给负载。

同时，变压器的副绕组L2和电感器Lm储存能量。

开关管导通后，磁场能量积累在变压器的磁芯中，同时电感器Lm充电。

在此期间，输出电路的电容器C存储能量，以供负载使用。

导通阶段结束后，进入关断阶段。

在关断阶段，开关管S关闭，磁场能量被释放，通过变压器的副绕组L2传输给输出电路。

同时，电感器Lm中的能量继续通过二极管D传输给负载。

在此期间，输出电容器C会释放能量，保持输出电压的稳定。

关断阶段结束后，回到导通阶段，循环工作。

正激式变换器的工作原理可以用以下几个步骤来描述：1. 开关管S导通：当控制信号使开关管导通时，输入电压Vin通过变压器的主绕组L1传输给负载。

同时，变压器的副绕组L2和电感器Lm储存能量。

2. 磁场能量积累：开关管导通后，磁场能量积累在变压器的磁芯中，同时电感器Lm充电。

此时，输出电路的电容器C存储能量，以供负载使用。

3. 开关管S关闭：当控制信号使开关管关闭时，磁场能量被释放，通过变压器的副绕组L2传输给输出电路。

同时，电感器Lm中的能量继续通过二极管D传输给负载。

4. 输出电容器释放能量：在关断阶段，输出电容器C会释放能量，保持输出电压的稳定。

然后，回到导通阶段，循环工作。

正激式变换器的工作原理可以通过控制信号的调节来实现对输出电压的调节。

通过改变开关管的导通时间和关断时间，可以控制变压器的磁场积累和释放过程，从而调节输出电压的大小。

正激变压器设计

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。

首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。

其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。

无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。

且，都可以看成是被动方式的复位。

复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。

复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。

但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。

正激变压器的设计

4、计算 Np Ns. (1). 计算匝比 n = Np /Ns 设 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向压降取 1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取 5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 计算 Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS 管导通时间 ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取 34TS (3). 计算 Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为 6 TS (4). CHECK Np （以 Ns 验算 Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS (5).确定 NR NR = Np= 33TS (6). CHECK ΔB 之选择合理性. ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae) =(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T

正激变压器的设计
本文以一个 13.8V 20A 的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相关规格参数（SPEC）: INPUT:AC 180V~260V 50Hz OUTPUT:DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout:274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、选择 core 材质.决定△B 选择 PC40 材质 Core，考虑到是自冷散热的方式，取 ΔB＝0.20T 3、确定 core AP 值.决定 core 规格型号. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 变压器传递视在功率 ( W) Ps=Po/η+Po(正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 电流密度 ( A) .取 400 A/cm2 Ku:铜窗占用系数. 取 0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 选用 CORE ER42/15 PC40．其参数为: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2Aw=223mm2 Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃)

正激变压器的设计流程

順向式變壓器設計原理(Forward Transformer Design Theory)第一節. 概述.順向式(Forward)轉換器又稱單端正激式或"buck"式轉換器.因其在原邊繞組接通電源V IN的同時繞組把能量傳遞到輸出端故而得名. Forward變換器中的變壓器是一個純粹的隔離變壓器. 因此,在副邊輸出端須附加儲能電感器L,用以儲存及傳送能量.Forward變壓器之轉換功率通常在50~500W之間.其優點有:1. 正激式變壓器通常使用無氣隙的CORE,電感值L較高,原副邊繞組之峰值電流較小( Φ=LI).因而銅損較小.2. 開關管Tr的峰值電流較低.開關損耗小.3. 适用于低壓.大電流.功率較大的場合.第二節. 工作原理正激變換器的主回路如圖 1.當開關管Tr導通時原邊繞組N p有電流I p流過.,因副邊繞組N s与N p有相同的同銘端.故副邊繞組通過D2把能量傳遞到輸出端.當Tr關斷時續流二极管D3導通釋放電感L中的能量給負載.在T r t on時,變壓器原邊電流I p=I m+I load.其中磁化電流I m是無法傳送到副邊的能量. 在T r t off期間此磁能無法被泄放,磁化能量將引起較高的反壓加在Tr之C . E极間而損壞Tr.另一方面磁化能量的存在將使變壓器CORE趨于飽和, 產生很大的集電极電流I c, 使T r損壞.為解決上述問題,通常在變壓器中設置一消磁繞組N R, 將磁化能量反饋到電源輸入端.當Tr t on時,儲能電感L內的電流將直線增加,如下式所示:d iL / d t=V s-V o / L而Tr集電极電流I c=I p可用下式表示:I c = I p= I load+I m = I L / n+[(T S* D max*V IN) / L]式中 n: 初級與次級之匝數比(N p/N s)I L: 輸出電感電流,即輸出負載電流.(A)I m: 磁化電流.(A)T s: 工作周期. T s=1/f s (μs)D max: 最大導通占空比 (D max = t on/T s)L: 輸出電感器之電感值 (uH)V IN: 輸入直流電壓 (V)變壓器磁化電流可由下式求得:I m = V IN*t on / L m = V IN*T S*D max / L m因為 V out = D max*V IN / n ( ∵U=－e=N*dψ/dt= N*Ae dB / dt=dφ/dt=Ldi/dt)而 V IN = n*V out / D max所以 I m = ∫0→t V IN*d t / L = n*T S*V out / L m則Ic之關系式可改寫為:I c= I p = I L / n+n*Ts*V out / L m若忽略磁化電流部分,原邊峰值電流Ic為:I c = I p = I L / n = 2P out / (η*V IN*D max)式中 I L=I o :負截電流 (A) ; P out: 輸出功率 P out=V o*I o (W)設η= 80%. D max=0.4. 則 I c = 6.2P out / V IN當Tr導通時間結束時,副邊峰值電流 Is 為:Is = I L+〔ton*(Vs-Vo+Vf) / 2L〕 V f: 二极管正向壓降.在能量轉換過程中,次級電流對磁芯起去磁作用,初級電流僅有很小一部分用來磁化磁芯.依據變壓器原理,次級在初級有反射電流I's.I's = Ns*Is / N p = Is/ n則 N p* I's= -Ns*Is如果激磁電感L m為常數,激磁電流I m線性增長,并等于原邊電流與反射電流之差:I m = V IN*ton / L m = I p-I's = (I p-Is*Ns) / N p磁化電流在導通時間結束時達到最大,當T r t off時,副邊感應電勢反向,二級體D2截止.Is=0, ton期間存儲在磁場中的激磁能量E R=(LI2m/ 2)在t off時應有釋放通路,且須保持與儲能時間相同.因為當正.負伏秒值相同時I m方才等于零,如此,复位時間t r為t r ≧ V IN*t on / E R ≒ N R*t on / N p式中N R為消磁繞組圈數.因為 N R=N p. 則 t r≒t on, 所以D max需低于50%第三節. Forward 變壓器設計方法.一. Forward Transfotmer 設計時之考慮因素:1. 鐵芯飽和問題.選用飽和磁通密度B s盡量高,剩余磁通B r盡量低的CORE,使其能承受大的磁場也就是大的電流,實現小體積大功率.2. 電壓的準位性.在多路輸出變壓器中,各繞組的伏特秒盡量保證一致,各繞組之電流密度應保持一致,使損耗有相同值.3. 傳輸功率.應考量在額定輸出功率下應留有一定余量,通常功率余量不應小于10%.4. 電流容量.有足夠的電流容量,以減小耗損.5. 工作頻率.將決定CORE的△B和導線直徑.6. 磁化電流Im .應使磁化電流盡可能低,激磁電感盡量大.所以需用高磁導率的CORE.7. 損耗PΣ . (PΣ=P fe+P cu)a. 銅損P cu包括低頻損耗和高頻損耗,低頻損耗很容易計算,也比較容易解決,通過增大導體截面積減小R DC即可降低損耗.線圈的高頻損耗因涉及渦流損耗.趨膚效應,鄰近效應等問題很難精確確定. P cu=I2rms*R HF (R HF: 高頻時導體的有效阻抗)從上式可見有效電流I rms正比于P cu,而I rms=I pp√D.即P cu正比于D,反比于V IN .在V IN最低時P cu最大.b. 鐵損P Fe 又包括磁滯損和渦流損.磁滯損正比于頻率和磁感應擺幅△B.渦流損與每匝伏特數和占空度D有關,而与頻率無關.V IN=Np dΦ / d t 即 V IN/Np=dΦ/d t .可見渦流損耗与磁通變化率成正比.8. 溫升. 變壓器損耗使得線圈與磁芯溫度升高,溫升又使損耗盡一步增加,.如此惡性循環將導致變壓器損壞.因此,設計時必須限制溫升在一個可接受的範圍.變壓器溫升循環圖如圖 2.溫升對CORE之功率損失特性圖參照各廠商之DATA BOOK.9. 漏電感.在實際變壓器中.因磁通的不完全耦合而產生漏磁通.轉換成漏電感形式存在變壓器中,漏電感Lk之關係式L K= u o*u r*A*N2 /ι*10-2上式中: L K:漏電感 ι:銅窗之排線寬度(cm)A: 兩繞組間之剖面積(cm)u r=1相對磁導率. u o= 4π*10-7 N: 匝數因漏感是一個限制電流Ip通過的阻抗.所以它將影響變壓器的電壓準位特性.同時漏電感所存能量在Tr off時將釋放,產生尖峰電壓,造成元件損壞和電磁干擾,采用吸收電路後將使效率降低,因此在設計變壓器時,應於CORE選擇.繞組結構,工藝工法上設法減小漏感.10. 分布電容.或稱雜散電容.分布電容的存在在電源轉換過程中,會傳輸繞組間的共模雜訊,增加原副邊的漏電流.在通信變壓器中,雜散電容影響信號的頻率響應.高頻變壓器中的雜散電容包括a. C W to CORE.b. C W to W.c. C Laye to Layed. C匝間等.因降低雜散電容与減小漏感相互矛盾.故設計時須根據用途權衡利弊做取舍.22484875.xls 10 / 10Lisc Oct.。

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案

600W双管正激变换器中高频变压器的设计方案高频变压器是600W双管正激变换器中的核心组件，其设计方案的合理与否直接影响到整个变换器的性能和稳定性。

以下是一个设计高频变压器的一般步骤以及一些重要的设计考虑因素。

1.确定输入输出参数：设计高频变压器的第一步是确定输入输出参数，包括输入电压、输出电压和输出电流。

这些参数将直接决定变压器的设计规格和尺寸。

2.确定磁芯材料：选择适当的磁芯材料对于高频变压器的设计非常重要。

常用的磁芯材料有Ui、U、E、N、Mn、FeSi、FeCo和NiZn等。

需要根据设计要求和工作频率选择磁芯材料，并考虑磁芯的损耗、饱和磁感应强度和剩磁等因素。

3.计算变压器的参数：根据输入输出参数，计算变压器的参数，包括匝数比、磁感应强度和磁路饱和电流等。

这些参数可以通过一系列公式和计算方法得到，也可以通过电磁仿真软件进行模拟计算。

4.设计主线圈和辅线圈：根据计算结果设计主线圈和辅线圈。

主线圈是连接输入和输出的线圈，而辅助线圈主要用于调节输出电压和电流的稳定性。

线圈的匝数和绕组方式需要根据变压器的参数和使用场景来确定。

5.选择绝缘材料和绕组方式：绝缘材料的选择对于变压器的工作稳定性和安全性至关重要。

常见的绝缘材料有聚酯薄膜、纸板、气缸绝缘和涂漆。

在选定绝缘材料后，需要选择合适的绕组方式，包括层式绕组和环式绕组等。

6.优化设计：在设计过程中，需要不断进行优化，以提高变压器的性能和效率。

可以通过调整线圈的结构、优化磁芯的形状以及选择适当的电路连接方式来实现优化设计。

7.进行样品测试：完成设计后，制作样品进行测试和验证，包括输入输出电压波形、效率、温升和电气性能等。

根据测试结果进行调整和改进，以达到设计要求。

8.制造和组装：根据最终确定的设计方案，进行变压器的制造和组装。

需要注意的是，在制造过程中保证绕组的质量和精度，并进行适当的绝缘处理。

总结：设计高频变压器需要考虑诸多因素，包括输入输出参数、磁芯材料、线圈设计、绕组方式、绝缘材料等。

正激变压器的设计

正激变压器的设计一、正激变压器的基本工作原理二、正激变压器的设计步骤1.确定输入电压范围和输出电压需求。

首先需要确定正激变压器的输入电压范围和输出电压需求，这是进行正激变压器设计的基本参数。

2.选择开关管和变压器。

根据输入电压范围和输出电压需求，选择适当的开关管和变压器。

一般情况下，选择功率大于输出功率的开关管和变压器。

3.设计正激变压器的开关频率。

根据具体的要求和应用场景，确定正激变压器的开关频率。

开关频率一般选择几十千赫兹至几百千赫兹。

4.设计开关管的驱动电路。

根据选择的开关管，设计其驱动电路，保证开关转换的稳定性和可靠性。

5.设计滤波电路。

正激变压器输出的直流电压需要进行滤波处理，去除交流成分。

设计合适的滤波电路，将输出的直流电压保持在预定的范围内。

6.进行仿真和验证。

使用电路仿真软件进行正激变压器的仿真，验证设计的电路参数和性能是否满足设计要求。

7.制作和调试。

根据仿真结果进行电路的实际制作和调试，最终实现正激变压器的设计目标。

三、正激变压器设计中的注意事项1.热设计。

正激变压器的功率较大，会产生一定的热量，因此在设计中需要考虑散热问题，合理布局散热器和散热风扇，以确保正激变压器的工作稳定性和可靠性。

2.选择合适的材料和元器件。

正激变压器设计中需要选择合适的材料和元器件，以满足电路的性能要求。

特别是选择合适的开关管和变压器等核心元器件，能够提高正激变压器的工作效率和可靠性。

3.耐压设计。

正激变压器需要承受较高的电压，因此在设计中需要考虑耐压的问题，选用合适的耐压元器件和电路结构，避免因过高的电压引起元器件损坏。

4.保护措施。

正激变压器设计中需要考虑各种保护措施，如过流保护、过压保护、过温保护等，以确保正激变压器的工作安全可靠。

总结：正激变压器的设计需要考虑输入输出电压范围、开关频率、开关管和变压器的选择、滤波电路的设计等多个因素。

同时还需要注意热设计、材料和元器件的选用、耐压设计以及保护措施等问题。

正激式变换器工作原理

正激式变换器工作原理正激式变换器（Forward Converter）是一种常见的开关电源拓扑结构，被广泛应用于各种电子设备中。

它采用了正激式变换方式，可以实现高效率的电能转换和稳定的输出电压。

本文将从工作原理的角度详细介绍正激式变换器的运行机制。

正激式变换器主要由输入电源、开关管、变压器、输出电路和反馈控制电路等组成。

其工作原理可以分为四个阶段：励磁阶段、导通阶段、关断阶段和搬运阶段。

下面将逐步介绍这四个阶段的具体过程。

首先是励磁阶段。

当输入电压施加到变压器的一侧时，由于变压器的自感作用，电流开始急剧增加。

同时，反馈控制电路会控制开关管的导通时间，使其在合适的时间点导通。

导通后，电流通过变压器的主绕组，储能于变压器的磁场中。

接下来是导通阶段。

在导通状态下，电流继续通过开关管和主绕组，同时变压器的磁场也在不断积累能量。

此时，输出电路中的电感和电容开始储存能量，为后续的电能转换提供支持。

然后是关断阶段。

当开关管关闭时，变压器的磁场能量无法继续增加，开始释放储存的能量。

此时，反馈控制电路会探测输出电压，并根据需要调整开关管的导通时间。

在关断状态下，变压器的磁场能量通过副绕组传递给输出电路。

最后是搬运阶段。

在搬运阶段，输出电路中的电感和电容会逐渐释放储存的能量，以供给负载使用。

同时，反馈控制电路会根据输出电压的变化情况，调整开关管的导通时间，以维持输出电压的稳定。

通过这样不断重复的四个阶段，正激式变换器可以实现输入电能到输出电能的高效率转换。

其中，反馈控制电路起到关键作用，可以根据负载需求调整开关管的导通时间，以达到输出电压的精确控制。

需要注意的是，正激式变换器在实际应用中需要充分考虑电路的参数匹配和保护措施，以确保电路的安全可靠运行。

此外，还需要合理设计变压器的绕组结构和选用合适的材料，以提高变压器的效率和可靠性。

总结起来，正激式变换器是一种高效率的开关电源拓扑结构，通过合理的电能转换和稳定的反馈控制，实现了输入电能到输出电能的转换。

正激变压器的设计

正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃)4、計算Np Ns.(1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS(3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS(4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS(5).確定N RN R = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求N R繞組線徑dw R.N R =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min)×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14)=0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm 选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback 变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。

正激式变换器(正激开关电源)的设计实例

正激式变换器(正激开关电源)的设计实例作为功率变压器的一个设计实例，下面我们将设计正激式变换器中的变压器。

显然，这种变压器也不是用于我们的buck变换器中。

现在，我们考虑设计要求：输入电压为直流48V(简便起见，不需要考虑进线电压的波动范围)，输出电压为5V，功率100W，开关频率为250kHz，基本电路图如图所示。

容易得到，输出电流为100W／5V=20A。

这个电流值是比较大的，为了减少绕组电阻，副边的线圈匝数应该尽量取小。

这意味着取变比(原边匝数除以副边匝数)的时候，副边最少匝数取为1。

我们来看看变比为整数时会出现什么问题。

1 匝数比=1：1匝数比=1：1，即原边与副边的匝数相等。

当开关导通时，48V输入电压全部加在变压器的原边。

同样，副边也得到48V的电压(忽略漏感)，并加于续流二极管两端。

实际上，具有低通态电压的肖特基功率二极管其最大阻断电压为45V左右。

48V的电路中，至少要采用电压为60V的器件，如果电压有过冲或者输入电压有波动，那么要求采用更高电压的器件。

二极管的反向阻断电压越高，其通态电压也越高，变换器的效率将会降低。

在低输出电压的变换器中，整流二极管的通态电压是一个常见的问题。

原因很明显：电感中的电流要么流过整流二极管，要么流过续流二极管，无论哪种情况，在二极管中总会产生一个大小为VfI的损耗。

二极管的损耗使变换器效率进一步下降。

这部分功率不在总功率V outI之中。

解决这个问题的唯一方法是采用同步整流器，但是其驱动非常复杂(同样的道理，当输出Vout降到3.3V，甚至更低时，必须使用同步整流器)。

不管怎么样，对于一个高效率的变换器而言，如果不采用同步整流器，1：1的变压器匝数变比不是一个很好的选择(对我们的例子而言)。

2 匝数比=2：1这时原边匝数是副边的2倍，所以加在原边的电压为48V，副边和二极管上的电压为24V，可以使用肖特基功率二极管。

正激式变换器占空比近似为DC=V out／Vsec=5V／24V=21％(忽略肖特基功率二极管的通态电压Vf)。