移相全桥参数计算

1、介绍
在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC28950移相全桥控制器，并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表 1 设计规范
描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V
输出电压11.4V 12V 12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加载步骤90%
输出电压600W
满负荷效率93%
电感器切换频率200kHz
2、功能示意图
3、功率预算
为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1
变压器匝比（a1）：
估计场效应晶体管电压降（VRDSON):
基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器.
基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP）
输出电感纹波电流设置为输出电流的20％。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值（LMAG)。

下列方程计算主变压器（T1）的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。

如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak—current 模式。

这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流（IPRIMARY）和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。

注意I（QE） I(QF)也是T1的次级绕组电流.变量D是转换器占空比.
计算T1次级均方根电流(ISRMS）：
副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边：
副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通
副边均方根电流（ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS）:
计算T1原边均方根电流（IPRMS）:
T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边
T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器
总T1原边均方根电流（IPRMS)
此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范
测量漏原边漏感：
变压器原边直流电阻：
变压器副边直流电阻:
估计转换损失（PT1）是铜损的两倍。

(注意:这只是一个估计，基于磁设计总损失可能会有所不同。

）
计算剩余功率预算:
5、 QA, QB，QC，QD FET选择
本设计以满足效率和电压要求， 20A 650 V,CoolMOS FETs英飞凌被选择Qa Qb Qc Qd
场效应晶体管漏源电阻：
场效应晶体管输出电容指定:
电压drain—to—source（VdsQA），输出电容测量，数据表参数:
计算平均输出电容[2］：
QA场效应晶体管栅极电荷：
激活栅场效应晶体管的门级电压:
计算Qa损失基于Rds和门QA g
重新计算功率预算：
6、选择LS
计算(LS)是基于实现零电压所需的能量切换。

这个电感需要能够消耗的能量开关的寄生电容节点。

以下方程选择LS实现零电压在100％负荷降至50%负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输出电容开关节点。

注意：可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点，LS估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。

为此设计一个26-μH Vitec感应器被选为60PR964零件号码。

有以下规格.
LS直流电阻:
LS估计功率损耗(PLS）和调整剩余功率预算:
7、 LOUT选择
电感器设计为电感纹波电流20%（ΔILOUT）:
计算输出电感均方根电流(ILOUT_RMS）：
Vitec电感器电子公司2—μH的电感，75PR108被选为这个设计.电感器有以下规范。

输出电感的直流电阻:
估计输出电感的损失（PLOUT),重新计算功率预算。

注意PLOUT是估计的电感器铜损的两倍的损失。

注意基于磁生产可能会有所不同。

建议最好仔细检查磁与磁生产损失。

8、输出电容C OUT
输出电容器选择基于稳态和瞬态（VTRAN)负载要求.L OUT改变满载电流的90%的时间
负载瞬变期间，大部分的电流会立即通过电容器等效串联电阻(ESRCOUT)。

下面的方程用于选择ESRCOUT 和COUT,基于90％电流的负载。

选择ESR容许瞬变电压的90％(VTRAN），当输出电容(COUT)由VTRAN的10％所选择.
选择所需的输出电容也是前计算输出电容器均方根电流（ICOUT_RMS）。

满足我们的设计要求5个 1500 —μf，铝电解电容器的选择从曼联Chemi—Con设计，零件号
EKY-160ELL152MJ30S。

这些电容器的ESR 31mΩ。

输出电容的数量:
总的输出电容
有效输出电容ESR：
计算输出电容器损耗（PCOUT）:
重新计算剩余功率预算：
9、选择QE and QF
为设计选择FETs总是尝试和错误。

我们以满足电力需求的设计选择75 v,120A- FETs，从Fairchild，型号FDP032N08. 这些FETs的下面特征。

计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG）,基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)、从COSS_SPEC上测量的（Vds_spec）和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。

当QE QF关断时，电压场效应晶体管的电压:
测试数据表上从场效应晶体管输出电容上指定的电压:
从场效应晶体管数据表上制定的输出电容:
QE QF 上平均输出电容
QE QF 均方根电流
为了估计场效应晶体管开关损耗场效应，晶体管的Vg和Qg曲线数据表需要研究。

首先是miller plateau开始时的gate charge需要确定(QEMILLER_MIN）结束时的gate charge (QEMILLER_MAX)为了给定的VDS。

这个FETs 设计是为了驱动 UCC27324的4-A（IP）门限驱动电流
估计场效应晶体管Vds上升和下降时间:
估计QE QF的损失
重新计算功率预算
10、输入电容（C IN)
如果这个转换器是设计用来390 v输入,通常由PFC的输出增加pre-regulator。

选择的输入电容通常是基于交通阻塞和纹波的要求。

注意：实现零电压所需的延迟时间可以作为一种责任周期夹（DCLAMP)。

计算槽频率:
预计延迟时间:
有效工作周期夹(DCLAMP):
V DROP是最低输入电压当转换器仍然可以保持输出调节。

转换器的输入电压只会拉低电压不足或line—drop 条件,如果在这转换器是PFC pre-regulator后。

C IN计算基于一种稳态周期循环
计算高频输入电容器均方根电流(ICINRMS)。

为满足该设计的输入电容和均方根电流要求,我们选择330 —μf电容器从松下EETHC2W331EA
这个电容器高频（ESRCIN）150 mΩ,这是测量阻抗分析仪在120Hz和200Hz下测量的。

计算C IN 功率损耗
重新计算剩余功率预算：
有大约6.0 W的功率预算离开电流传感网络,和偏置控制设备和所有电阻支持控制装置。

11、设置电流传感网络CT, R S, R RE，D A
为这个设计有一个选择的CT的100:1比率（a2）
在VINMIN下计算一般峰值电流（IP1):
原边电流峰值:
峰值电流达到上限时的电压
计算电流检测电阻（RS)并且预留200 mV斜坡补偿:
选择一个标准电阻RS:
对RS估计功率损耗:
计算DA上的最大反向电压(VDA)
估计达功率损耗（PDA）:
计算RS重置电阻器RRE:
电阻器RRE用于重置当前变压器CT。

电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号（引脚15)。

对于这个设计我们选择以下值。

这个过
滤器频率极低（fLFP)在482千赫。

这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计.
UCC28950 VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。

这个引脚需要至少1μF高频旁路电容(CBP1)。

请参考图1适当的位置。

电压放大器参考电压(引脚2,EA +）可以设置与分压器（RA，RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压(V1）2.5 v 。

选择一个标准电阻RB值，然后计算电阻RA值。

设置电压放大器参考电压：
分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压（电压输出)引脚3(EA).选择一个标准电阻器RC：
计算R1
然后选择一个标准的电阻：
补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件
(RF、CZ和CP)。

这些组件被放置尽可能接近U CC28950引脚3和4。

计算负载阻抗负载（RLOAD)：10％
控制输出传递函数近似(GCO（f))作为频率的函数:
双极GCO频率(f）:
补偿电压回路2型反馈网络。

下面的传递函数补偿增益作为频率的函数(GC(f）)。

请参阅图1为组件的位置. 计算电压回路反馈电阻器（RF）基于交叉电压（fC)循环在第10个双极频率(fPP)。

选择一个标准电阻RF。

计算反馈电容器（CZ)在交叉点的移相.
选择一个设计标准电容值。

在2被FC的地方放置一个极点
选择一个设计标准电容值。

环路增益作为频率的函数，以dB的形式。

环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环.(图4)得了在约3。

7 kHz的阶段大于90度。

注意：明智的做法是检查你的循环稳定性和瞬态测试和/或最终设计网络分析仪和调整补偿（GC(f)）必要的反馈.
限制在上升期间启动UCC28950有软启动功能（引脚5)，应用程序设置软启动时间15 ms(tSS)。

选择一个标准电容器的设计。

本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100%负荷降至50%负载。

当转换器操作低于50%加载转换器将在山谷切换操作。

为了实现零电压切换开关节点上QBd的FETs QA的开机（tABSET）延迟,初步制定和QB 需要基于LS和理论开关节点之间的交互电容。

下面的方程用于设置tABSET最初。

将LS设置输出电容的两倍
计算槽频率：
设置初始tABSET延迟时间，适当调整计划。

注意:2。

25 tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。

形成的电阻分压器RDA1 RDA2决定tABSET,tCDSET UCC28950的延迟范围。

选择一个标准RDA1电阻值。

注意：tABSET之间可以编程30 ns — 1000 ns.
电压的ADLE输入UCC28950(VADEL)需要设置RDA2基于以下条件。

如果tABSET > 155 ns设置VADEL = 0。

2 V,tABSET 155 ns和1000 ns之间可以编程：
如果tABSET≤155 ns设置VADEL = 1。

8 V,tABSET可以编程29 ns - 155 ns:
基于VADEL选择、计算RDA2：
选择最接近标准RDA2电阻值:
重新计算VADEL基于电阻分压器的选择：
电阻器RDELAB由tABSET决定
选择一个标准电阻的值设计:
一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。

在这个设计延迟设定在10%负载。

请参考图5.
最初的起点QC和QD打开延误(tCDSET)应该最初设置为相同的延迟，QA和QB打开延迟（引脚6)。

以下方程程序QC和QD接通延迟（tCDSET），通过适当选择电阻RDELCD（引脚7)。

电阻R DELCD 由t CDSET决定
选择一个标准电阻器的设计:
一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。

在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。

请参考如图6所示。

在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QD和QC岔道/。

这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡，而QA和QB岔道/。

有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF(tAFSET）的岔道场效应晶体管QE QF后,场效应晶体管QB岔道（tBESET）.好地方设置这些延误tABSET的50%.这将确保适当的同步整流器之前关闭AB 零电压过渡。

如果这个延迟太大将导致OUTE正确和OUTF不重叠，它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QF。

形成的电阻分压器RCA1 RCA2由tAFSET和tBESET决定, UCC28950的延迟范围。

选择一个标准RCA1电阻值。

注意：tEFSET tBESET可以在32 ns — 1100 ns之间设置。

电压的ADELEF引脚UCC28950(VADELEF）需要设置RCA2基于以下条件。

如果tAFSET 〈170 ns设置VADEL = 0.2 V，tABSET可以编程32 ns — 170 ns:
如果tABSET 〉或= 170 ns设置VADEL = 1。

7 V,tABSET 170 ns和1100 ns之间可以编程：
基于VADELEF选择、计算RCA2：
选择最接近标准RCA2电阻值:
重新计算VADELEF基于电阻分
下面的方程被用来计划tAFSET和tBESET通过适当选择电阻RDELEF.
选择一个标准电阻器的设计。

电阻器RTMIN项目最低工作周期时间（tMIN)UCC28950（引脚9)可以需求在进入破裂模式。

如果UCC28950控制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。

详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。

这个设计我们设置最低100 ns.
设定的最低时间选择RTMIN用下面的方程。

标准电阻的值然后选择设计。

有提供销设置变换器开关频率（引脚10）.频率可以选择通过调整定时电阻RT。

选择一个标准电阻器的设计。

UCC28950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制（引脚12）.这个可以设置通过设置RSUM用下面的方程。

下面的方程将计算所需的量斜坡补偿(VSLOPE）所需的循环稳定性。

注意：磁化电流的变化在主dILMAG导致斜坡补偿。

帮助改善噪声免疫力VSLOPE总设置有一个斜坡，等于最大值的10％目前感觉信号(0。

2 V）在一个感应开关。

如果VSLOPE2 < VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE1
如果VSLOPE2≥VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE2
选择一个标准电阻器RSUM。

提高效率在轻负载UCC28950编程(DCM)引脚12,在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器(QE和QF).这
阈值设定电阻分压器由再保险和RG.这DCM阈值需要设置水平在电感电流不再生产。

以下方程设置同步
负载电流整流器岔道在15%左右。

选择一个标准的RG电阻值。

重新计算电阻的值。

选择这种设计标准电阻的值
全桥门驱动器和主开关节点（VIN QBd和QDd）当 VIN=390 V，IOUT = 5。

门驱动看起来比图5和图6略有不同。

这是因为他们用1:2栅极驱动变压器代替1：1。

在10％负载的主要开关节点是谷切换
全桥门驱动和开关节点在VIN = 390 V，IOUT = 10
开关节点QBd / Q4d谷QDd / Q3d取得了零电压切换和节点。

请参考图12和图13。

非常不寻常的节点QDd / Q3d 获得零电压切换之前QBd / Q4d。

这是因为QDd / Q3d开关节点电压过渡期间,反映了输出电流提供了直接的LC防水层开关节点的能量。

在QBd / Q4d开关节点过渡主已经被高短路了吗方或低端FETs H桥。

这种转变依赖于能源存储在LS和LLK提供能源的LC防水层开关节点QBd / Q4d使它需要更长的时间实现零电压。

开关节点QBd / Q4d谷QDd / Q3d取得了零电压切换和节点.请参考图12和图13。

非常不寻常的节点QDd / Q3d 获得零电压切换之前QBd / Q4d.这是因为QDd / Q3d开关节点电压过渡期间，反映了输出电流提供了直接的LC防水层开关节点的能量。

在QBd / Q4d开关节点过渡主已经被高短路了吗方或低端FETs H桥。

这种转变依赖于能源存储在LS和LLK提供能源的LC防水层开关节点QBd / Q4d使它需要更长的时间实现零电压。

当转换器运行在25岁零电压开关节点操作（零电压切换）。

这也是值得一提的，没有门米勒的证据高原在门驱动器切换。

这是有道理的,因为电压和源FETs QA的QD门开之前已经转变转变.
注意:零电压输出功率保持从50%提高到100％。