一种新型的模块化级联型多电平变换器拓扑结构

一种新型的模块化级联型多电平
变换器拓扑结构
王奎李永东郑泽东
（清华大学电机系北京 100084）
摘要H桥级联多电平逆变器在高压大容量变频调速领域得到了广泛的应用，其最大的不足之处是必须使用庞大、复杂而昂贵的多绕组移相隔离变压器。

为了省去传统H桥级联多电平变换器中的多绕组移相变压器，本文提出了一种新型的无变压器级联型多电平变换器拓扑结构，该拓扑由通用拓扑结构派生而来，全部由基本单元级联而成，不需要大量独立直流电源，省去了多绕组移相隔离变压器，具有模块性强、结构简单、易于扩展等优点。

和现有的主要的多电平拓扑结构相比，随着电平数的增多，使用元件较少，更适合于五电平及以上多电平使用。

本文以五电平拓扑为例进行了研究，分析了其工作原理和悬浮电容电压平衡控制方法，仿真和实验结果验证了其可行性。

关键词多电平变换器无变压器拓扑基本单元级联悬浮电容
1．引言
在高压大容量变频调速领域，多电平变换器由于在提高电压等级和减小输出谐波上的巨大优势，获得了越来越广泛的应用。

虽然各种新拓扑结构层出不穷，但目前在工业上应用最多的多电平拓扑结构还是二极管箝位式和H桥级联式结构[1-2]。

二极管箝位式三电平结构在中压变频调速领域应用广泛，但受限于器件耐压等级，输出电压不能进一步提高。

若采用更高电平的话，则存在电容电压难以平衡的问题。

虽然采用背靠背结构或者增加外部均压电路能够控制电容电压的平衡[3-5]，但结构复杂，箝位二极管数量也急剧增加。

在高压变频调速领域，H桥级联式结构占有绝对的优势，不仅可以采用大量低电压等级的器件实现高压的输出，而且具有结构模块化强，使用器件最少，可靠性高，输入功率因数高，输出不需使用滤波器等优点。

其不足之处是需要使用移相隔离变压器，而且电平数越多，需要的变压器副边绕组也越多。

而多绕组移相变压器体积大，制造困难，成本也很高。

为解决移相变压器带来的H桥级联变换器的缺点，本文提出了一种新型的无变压器级联多电平变换器拓扑，它秉承了H桥级联结构模块化的优点，通过功率单元级联可以很容易地实现更高电平。

最重要的是它的所有电容处于悬浮状态，可采用单一直流电源供电而不需要移相变压器，采用背靠背结构很容易实现四象限运行，这也是传统H桥级联结构难以做到的。

该拓扑结构也可用于高压直流输电系统，此时整体结构稍有不同[6-8]。

2．新拓扑结构
在文献[4]中彭方正教授提出了一种多电平逆变器的通用拓扑结构，现有的多电平拓扑结构（如二极管箝位式，电容箝位式等）都能够从中派生而来，这给新拓扑结构的研究提供了一条重要的思路。

遵循一定的规律和原则对通用拓扑进行简化可以得到许多新的拓扑[5, 9]。

本文提出的新型级联型多电平变换器拓扑正是由通用拓扑结构派生而来。

如图1所示，图1(a) 为五电平通用拓扑结构，只保留最外侧的基本单元（图中阴影部分）便可得到图1（b）所示新拓扑一，但该拓扑存在一些问题：第2级的两个基本单元由于电容直接串联并且内侧两个开关管和第1级的电容并联，因此输出不独立，内侧两个开关管不能同时导通。

如果将第2级的两个单元拆分，使其互相独立，可选择的开关状态更多，由此得到图1（c）所示新拓扑二。

图1（b）的第一级和第二级还可以直接简化成二极管箝位型或电容箝位型三电平结构，如图1（d）和（e）所示。

从另外一个角度看，图1（d）和（e）相当于将图1（c）的中间基本单元由两电平结构扩展成三电平结构，这样在输出同样电平数的情况下使用元件更少。

本文主要对新拓扑二展开研究，结果具有一定的通用性。

其M电平桥臂结构如图2所示。

(e)新拓扑四
M-电平
+
-
图2新拓扑M 电平桥臂结构
由图2可以看出，M 电平新拓扑每相桥臂由(2M-3)个基本单元级联组成，可分成上桥臂、中间单元和下桥臂三个部分。

上下桥臂分别由(M-2)个基本单元级联组成，每增加一个电平，只需上下桥臂各增加一个基本单元即可，结构简单，模块性强。

在通用多电平拓扑结构中，箝位器件为开关管和电容，其中每相桥臂最外侧开关管为主管，用来产生
需要的电平，内侧开关管为箝位开关管，和箝位电容一起将每个器件电压箝位在一个电容电压的水平[4]。

新拓扑结构在通用拓扑基础上作了简化，但也保留了一定的箝位开关管和箝位电容，其中最外侧的开关管为主管，内侧的开关管为箝位开关管，所有电容均为箝位电容。

按照所需器件类型的不同，将新拓扑分别与二极管箝位型、电容箝位型、H 桥级联型以及通用
拓扑做一个比较，每相桥臂所需的器件数量如表1所示。

表1 多电平结构每相所需器件数目比较（电平数为M）
器件类型二极管箝位电容箝位H桥级联通用拓扑新拓扑
主开关管(M-1)×2 (M-1)×2 (M-1)×2 (M-1)×2 (M-1)×2 箝位开关管0 0 0 (M-1)×(M-2) 2M-4
箝位二极管(M-1)×(M-2) 0 0 0 0
箝位电容0 (M-1)×(M-2)/2 0 (M-1)×(M-2)/2 2M-3
变压器副边0 0 (M-1)/2 0 0
由表1可以看出，各种拓扑结构使用的主开关管数量相同，只是箝位器件种类、数量不同。

二极管箝位、电容箝位以及通用多电平拓扑使用的箝位器件（二极管、电容或开关管）都随着电平数M成二次方快速增长，结构变得非常复杂，不适合更高电平的需求。

H 桥级联型结构虽然使用的器件最少，但需要特殊制造的多绕组移相隔离变压器，当电平数增多时变压器副边绕组也增多，不仅制造困难，而且也增加了系统的体积和成本。

新拓扑结构同时使用了箝位开关管以及箝位电容，但数量和M成正比，而且结构模块化，易于扩展，增加一个电平只需增加两个基本单元级联即可，既保留了H桥级联多电平变换器固有的优势，而且还省去了移相变压器，因此非常适合于电平数极多的场合。

新拓扑结构组成的三相逆变器结构框图如图3所
图3 新拓扑三相逆变器结构框图
3．控制方法
新拓扑结构中由于各个单元相对独立，上下桥臂不同单元的开关状态可以互换，因此具有大量的冗余开关状态。

以五电平桥臂为例，每相桥臂由7个基本单元级联而成，上下桥臂各3个。

为保证母线电压的稳定以及减小桥臂之间的电压冲击，须满足在每个开关时刻桥臂内部串联电容电压与母线电压相等，因此上下桥臂开关状态须互补，即上桥臂有一个基本单元电容旁路，下桥臂必须对应有一个基本单元电容接入。

这样就保证了每相桥臂每个开关时刻都是4个悬浮电容支撑母线电压。

输出不同的电平的冗余开关状态如图4所示。

这些开关状态按照中间单元的开关状态分为两类：中间单元开关状态为1（上管导通）和中间单元开关状态为0（下管导通）。

以输出电平V o=2Vc为例，如图4（e）和（f）所示。

若中间单元开关状态为0，下桥臂须有2个单元电容接入，1个单元电容旁路；上桥臂须有2个单元电容旁路，1个单元电容接入。

若中间单元开关状态为1，下桥臂须有1个单元电容接入，2个单元电容旁路；上桥臂须有1个单元电容旁路，2个单元电容接入。

这样就可保证输出电平为2Vc，同时母线电压稳定。

具体选择哪几个单元的电容旁路哪几个单元的电容接入取决于各个单元的电压。

实时检测每个单元的悬浮电容电压和桥臂电流并将上下桥臂的电容电压分别排序，根据桥臂电流方向选择电容电压较高的单元放电或旁路，电容电压较低的单元充电或旁路，这样就可以实现各个悬浮电容的电压的动态平衡。

（a）Vo=0Vc （b）Vo=4Vc
04Uc
4Uc
（c ）Vo=3Vc
（d ）Vo=3Vc
04Uc
4Uc
（e ）Vo=2Vc
（f ）Vo=2Vc
04Uc
4Uc
（g ）Vo=1Vc
（h ）Vo=1Vc
图4 新拓扑一个桥臂输出不同电平的开关状态
4．仿真和实验结果
为了验证新拓扑结构和控制算法的正确性，在仿真软件包MATLAB/Simulink 平台上搭建了新拓扑结构的五电平模型并进行了仿真。

所采用的参数为：电容容量C=1100μF ，母线电压udc = 2000V ，电容电压VC=500V ，负载电流有效值Irms=10A 。

图5（a ）为一相桥臂7个悬浮电容电压波形，（b ）为桥臂输出相电压波形，可以看出各个悬浮电容电压保持稳定且基本重合，输出相电压波形为五电平。

Time (s)
V o l t a g e o f f l o a t i n g c a p a c i t o r s (V )
（a ）悬浮电容电压仿真波形
Time (s)
o u t p u t v o l t a g e (V )
（b
）桥臂输出相电压仿真波形
Time (s)
o u t p u t c u r r e n t (A )
（c ）相电流仿真波形
图5 悬浮电容电压与相电压、电流仿真波形
硬件实验平台以TI 公司最新推出的电机控制专用浮点DSP 芯片TMS320F28335为控制器核心，功率器件采用IGBT 。

母线电压设置为100V ，悬浮电容电压为25V 。

悬浮电容电压和桥臂输出相电压、相电流如图6（a ）和（b ）所示。

受示波器通道数限制，图（a ）中只给出了上下桥臂一个基本单元电压和中间单元电压，平均值分别为26.6V 、25.0V 和24.6V ，其余悬浮电容电压用电压表监测也完全正常，悬浮电容电压都
控制在25V左右。

实验结果与仿真结果相吻合，悬浮电容电压基本实现了平衡控制。

（a）悬浮电容电压与相电流实验波形
（b）桥臂相电压与相电流实验波形
图6 悬浮电容电压与桥臂相电压、相电流实验波形5．结论
本文提出的无变压器级联型多电平新拓扑结构，不仅省去了传统H桥级联逆变器中的移相变压器，减小了系统的体积和成本，而且还具有模块性强，使用器件少，易于扩展等优点。

本文研究了其工作原理以及开关状态确定方法，提出通过检测电容电压和电流方向选择合适的冗余开关状态可以实现悬浮电容电压平衡控制。

该拓扑结构非常适合于高压大容量多电平变频驱动系统。

参考文献
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“Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and applications,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2002, 49(4): 724-738.
[2] Bernet S, “Recent developments of high power converters
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topology with self voltage balancing,” IEEE Transactions
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理·控制·应用. 北京: 科学出版社, 2005.
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V oltage – Modular Multilevel Converter,” in PESC, 2004. [8] Allebrod S, Hamerski R and Marquardt R., “New
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