开关电源论文(标准论文格式喔)

桂林电子科技大学课程设计（论文）报告用纸
引言 (1)
1 设计要求： (1)
2 设计构思及理论 (1)
2.1 设计思路 (1)
2.2 设计构思的理论依据 (1)
2.2.1非隔离型开关型调整器基本工作原理 (1)
2.2.2非隔离型开关型调整器的主要电流波形 (3)
2.2.3输出电感的计算 (4)
2.2.4输出电容的计算 (4)
3 系统电路的设计及原理说明 (5)
3.1 系统框图及说明 (5)
3.2 电路设计说明 (5)
3.3 关键元器件的介绍 (6)
3.3.1开关模式脉冲宽度调制器TL494 (6)
3.3.2功率开关管 (9)
4 工程设计 (10)
5 制作（特点）叙述 (10)
6 调试测试分析 (10)
7 总结 (11)
谢辞 (12)
参考文献 (13)
附图 (14)
引言
一切电子设备离不开电源提供能量，稳压电源电路大量采用了电力技术和功率半导体器件。

传统稳压电源又称线性耗能调整器，其主要工作原理是改变本身耗能大小稳压负载的电压。

耗能式稳压电源由于本身的耗能特点，其稳压范围越宽，输入/输出压差越大，耗能也就越大；而且这种稳压电源必须与笨重、效率较低的工频变压器配套使用。

而开关稳压电源的出现，彻底改变了稳压器的稳压概念，相比于传统稳压电源有很大的优势，在现在代日常生活中的优势作用越来越明显。

本文以开关模式脉冲宽度调制控制器TL494和场效应开关管组成的电路介绍新式开关稳压电源的特点并进行验证。

1 设计要求：
(1)要实现的功能：运用所学过的知识，设计一个TL494电路构成的开关稳压电源电路，并且测试相关数据，使电路输出电压符合要求且输出稳定。

(2)要求达到的技术指标：输入电压DC16V-40V ，输出稳定电压DC12V ，额定负载电流：≧1A，工作频率为50kHz 。

(3)完成要求：设计与制作可供实际检测的实物样品，并且按要求完成课程设计报告。

2 设计构思及理论
2.1 设计思路
根据设计要求要设计一个由TL494电路构成开关频率为50KHz 的降压型开关电源。

要实现这个基本要求可以采用两种常见的方法，一是采用隔离型天关电源降压，通过变压器的初次级之间不同的匝数比来得到所需输出电压；一是采用非隔离型开关电源降压，通过BUCK 调整器电路得到所需输出电压。

对比两种方法，考虑到隔离型天关电源需要绕制高频变压器，而高频变压器的手工绕制需要具备一定的绕制功底，而且绕制出来的高频变压器的好坏直接影响到电路的整体性能，所以采用非隔离型开关电源降压。

非隔离型开关电源降压适合在输入输出电压差不大的电路，由于少了高频变压器，使得电源电路的体积大大减小，同时提高了电源电路效率。

设计构思框图如下：
图1 电路设计构图
2.2 设计构思的理论依据
2.2.1
非隔离型开关型调整器基本工作原理
线性调整器串接晶体管的高损耗使它很难在输出大于5A的场合应用。

因为高损耗要求大体积的散热器，而大体积的散热器及笨重的工频变压器与电路其他部件的集成小型化很不协调。

这样的线性调控器输出负载的功率密度仅为0.2～0.3W/in3，不能满足电路系统小型化的要求。

取代线性调控器的开关型调整器早在20世纪60年代就开始应用。

它将快速通断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通断比例(占空比)来控制输出直流电压的平均值。

该平均电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。

使用合适的LC滤波器可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出，其值等于方波脉冲的平均值。

整个电路采用输出负反馈，通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比，稳定输出电压不受输入电压和负载变化的影响。

图2 BUCK调整器及其主要波形
目前这种开关型调整器功率密度可达1～4 W/in 3，而且可以获得与输入隔离的多组
输出它们无需工频变压器。

有些DC —DC 变换器功率密度可高达40～50 W/in 3。

图2所示为BUCK 调整器。

其中，开关器件Ql 作为单刀单掷开关与直流输入电压V dc 串联。

开关周期T 内，Q1导退时间为T on 。

Ql 导通时，V 1点电压为V dc (设Q1导通，压
降为零)。

Q1关断时，V 1点电压迅速下降到零。

若没有钳位二极管D1（也称续流二极管)
将其钳位于地，则V 1点电压波形会降得很负而损坏Q1。

设此刻二极管D1压降也为零，则V 1点电压波形为矩形波，如图1(b)所示，T on 时段
电压为V dc ，其余时段电压为零。

该电压的直流值(或称平均值)为
V o =T
T V on dc ∙ 式⑴ L o C o 滤波器接城V 1和V o 电压之间，它使输出点V o 成儿幅幅等于V o 的无尖峰无纹波的
直流电压。

采样电阻R1和R2检测输出电压V o ，并将共输入误差放大器(EA)与参考电压V ref 进行比较。

被放人的误差电乐V ea 被输入到脉宽调整器(电压比较器)PWM 。

PWM 比较器的另一个输入是周期为T 的锯齿波，如图2(a)所示，其幅值一般为3V 。

PWM 电压比较器产生矩形波脉冲，即图2(c)中的V wm ，它从锯齿波起点开始到锯齿波与误
差放大器输出电压交点结束。

因此PWM 输出购脉冲宽度T on 与误差放大器输出电压成比
例。

PWM 脉冲输入到电流放大器并以负反馈方式控制开关管Ql 的通断。

其逻辑关系是：若输入电压V dc 稍升高，则EA 输出电压V ea 将降低使锯齿波与V ea 交点提前，Ql 导通时间
T on 缩短使输出电压V o 保持不变。

同理，若V dc 下降，则导通时间T on 正比的延长使V o 保持不变。

Q1导通时间的改变使采样电压总是等于参考电压，即
1
22R R R V o +∙ = V ref 式⑵ 2.2.2非隔离型开关型调整器的主要电流波形
如图2所示，Q1导通时(设导通压降为零)，加在L o 上的电压为（V dc -V o )。

由于电感
上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为
dT dI ＝o
o dc L V V - 式⑶ 这使电感电流为有阶梯的斜坡，如图2(d)所示。

由于电感的电流不能突变，所以Q1关断时电感两端电压极性迅速颠倒以保持电感中电流I 2不变。

这种电压极性额倒的现象称
为“电感反冲”。

若未接二极管D1，则V 1点电压会变得很负以保持L o 上的电流方向不变。

但此时Dl 导通将电感L o 前端电压钳位于比地低一个二极管导通压降(约1V)。

此时，先
前流过Q1的电流I 2现在转移流向二极管Dl ，如图2(e)所示。

但这时电感L o 上的电压极
性反相，幅值为(V o +1)，电感中的电流线性下降，其斜率为
dT dI ＝o
o o L V 1+ 式⑷ 波形是下降的阶梯斜坡，如图2(e)所示。

Q1关断时间结束时，电感电流(流过D1)下降到I1。

此时Q1再一次导通，它的电流逐渐取代二极管D1的正向电流。

当Q1上的电流上升列I1时，二极管D1的电流降到零并关断，V1点的电压上升到(V dc -1)，使D1反偏。

这样，电感L o 上的电流是Q1导通时的电流(如图2(d)所示)和Q1关断时D1的电流(如
图2(e)所示)之和，即图2(f)中的电流I Lo 。

可见，在输出电流I o 的上下有斜坡纹被波
动(I 2-I 1)。

因此可推断图2(d)和图2(e)中波形斜坡的中点的电流值就是直流输出电流
I o 。

随着输出电流I o 的改变，图2(d)和图2(e)中的斜坡中点也会变化，但斜坡的斜率
不变。

Ql 导通时，L o 的斜坡斜率始终为（V dc -V o )／L o ；Q1关断时，其斜率始终为(V o +1)／L o 。

2.2.3输出电感的计算
图1(d)示出输出电感的电流波形，其为阶梯斜坡形状，且斜坡中点电流值等于直流输出电流Io 。

输出电流减小时，由于施加在电感两端的电压不变，所以其斜坡斜率也不变。

但斜坡中点的电流值会下降。

当直流电流为
I o =2
12I I - 式⑸ 即为斜坡电流幅值dI 的一半时，斜坡的阶梯为零。

电感将进入不连续工作模式，电压和电流的波形将发生较大变化。

由于BUCK 电路输出滤波器拓扑在不连续工作模式下容易出现问题，所以电感的选择应保证直到输出最小规定电流（通常为额定电流的1/10）时，电感电流也保持连续。

所以有：
L o = dI T V V on o dc ∙-)(=on on o dc I T V V ∙∙-2.0)(=on
dcn o o dc I V T V V V ∙∙∙-∙)(5 式⑹ 式中V dcn 和I on 分别为输入电压和输出电流额定值。

2.2.4输出电容的计算
图2中滤波电容的选择必须满足输出纹波的要求。

由于实际中所使用的电容不是理想电容，它等效为如图3中的 C o 和等效电阻R o 与等效电感L 的串联。

在约300KHz 以下
频率时L 可以忽略，输出纹波仅由C o 和等效电阻R o 决定。

对很大范围内不同电压等级不
同容值的常用铝电解电容其R o ²C o 的值近似为50～80³10-6F 。

实际计算中取R o ²C o 的平均值为65³10-6F 。

所以
C o =（65³10-6）²o R 1=（65³10-6）²or
on V I ∙2.0 （R o =12I I V or -=on or I V ） 式⑺
图3 滤波电容等效电路
其中Vor 为平均电流在Co 上产生的纹波电压。

3 系统电路的设计及原理说明
3.1 系统框图及说明
图4
系统框图
电源电路稳压过程如下：由TL494
构成的PWM 输出电路输出脉宽可变方波通过开关管驱动电路控制场效应开关管的开关时间，从而控制输出电压和稳定输出电压。

由于开关管输出的是幅度与输入电压相同的方波电压，所以需要通过
LC 滤波电路将50KHz 方波滤出平滑的直流电压。

3.2 电路设计说明
BUCK
实际电路如图5所示。

所示根据设计要求，输入电压：12V ，输出稳定电压：5V ，额定负载电流：100mA
，纹波：≤10mV
pp ，工作频率：
50 kHz。

滤波电容电感的计算：
根据式⑴，Ql
导通时间T on ：T on =（5³20³10-6）³12
1=8.33（uS ） 根据式⑹，输出滤波电感：L o =1
.012205)512(5⨯⨯⨯-⨯³10-6=2916.66（uH ），取L=3mH 根据式⑺，输出滤波电容：C o =（65³10-6）³
01.01.02.0⨯=130uF 。

图5 BUCK实际应用基本电路
由于开关电源输出电压纹波大小除了与输出电压和输入电压有关外，增大滤波电感和滤波电容的参数也可以使其减小，但必须在满足滤波电感达到设计要求的情况下，所以在取滤波电感L=3mH时，取滤波电容C=1000uF。

续流二极管采用快恢复二极管RF305。

3.3 关键元器件的介绍
3.3.1开关模式脉冲宽度调制器TL494
TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。

TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求。

TL494能产生PWM，能调整频率和脉宽，还有一路基准电压，这些都满足DC-DC的条件。

其外形图如图6：
图6 TL494外形图
TL494其他主要特点如下：
(1)集成了全部的脉宽调制电路；
(2)片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个(一个电阻和一个电容)；
(3)内置误差放大器；
(4)内止5V参考基准电压源；
(5)可调整死区时间；
(6)内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力；
(7)推或拉两种输出方式。

一、TL494工作原理
TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT 上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。

功率输出管Q1和Q2受控于或非门。

当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。

当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。

控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。

死区时间比较器具有120mV 的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。

当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V 之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。

脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V 变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。

两个误差放大器具有从-0.3V 到（Vcc-2.0）的共模输入范围。

二、TL494内部电路
TL494是一种电压控制模式的PWM 控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM 驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式（正极式和反极式）和双端式（半桥式、全桥式和推挽式）开关稳压电源电路。

总体结构比同类集成电路SG3524更完善。

TL494内部电路框图见图3-2。

TL494内部电路如下：
图7 TL494内部电路框图
(1)内置RC 定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：RC f 1.1 式中，f 单位为KHz ，R 的单位为k Ω，C 的单位为μF ，其最高振荡频率为300KHz ，能 驱动双极型开关管或MOSFET 管。

(2)内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，控制两路输出之间的死区时间。

当4脚输出电平升高时，死区时间增大。

(3)触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单
端开关电路。

(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。

(5)输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。

双端输出为2³200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路。

若用于驱动MOS FET管，则需另加入灌流驱动电路。

三、 TL494管脚功能及参数
(1)16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端。

最高输入电压不超过VCC+0.3V。

(2)15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端。

可接入误差检出的基准电压。

(3)3脚为误差放大器A1、A2输出端。

集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入，当A1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小。

同时，该输出端还引出端外，以便与2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反馈电路，稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。

3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。

(4)4脚为死区时间控制端。

当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。

如果电压超过1V，内部比较器将关断触发器的输出脉冲。

(5)5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端。

(6)6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端。

(7)7脚为共地端。

(8)8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。

当通过外接负载电阻引出输出脉冲时，为两路时序不同的倒相输出，脉冲极性为负极性，适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOS FET管。

此时两管发射极接共地。

(9)9、10脚为两路驱动放大器的发射极开路输出端。

当8、11脚接Vcc，在9、10脚接入发射极负载电阻到地时，输出为两路正极性图腾柱输出脉冲，适合于驱动N型双极型开关管或N沟道MOS FET管。

(10)2脚为Vcc、输入端。

供电范围适应8～40V。

(11)13脚为输出模式控制端。

外接5V高电平时为双端图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。

接地时为两路同相位驱动脉冲输出，8、11脚和9、10脚可直接并联。

双端输出时最大驱动电流为2³200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA。

(12)14脚为内部基准电压精密稳压电路端。

输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。

用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。

≤300KHz。

RT取值范围1.8～500Ω，CT取值范围4700pF～10μF，最高振荡频率f
OSC TL494在工作时，通过5、6脚分别接定时元件CT和RT。

经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180°的脉宽调制控制脉冲。

工作波形如图3-33所示。

TL494若将13脚与14脚相连．可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连．可形成单端输出方式。

为增大输出可将2个三极管并联。

四、TL494构成的PWM控制器电路
PWM控制器电路其核心采用专用集成芯片TL494，原理见图8所示，通过适当的外接电路，不但可以产生PWM信号输出，而且还有多种保护功能。

TL494含有振荡器，误差放大器，PWM比较器及输出级电路等部分。

OSC振荡频率由外接元件R，C决定，表达式为：
RC f OSC 1.1 f OSC 可选定1KHz ～200KHz 之间，本电路选用f OSC = 50KHz 。

TL494内部的稳压电源将
外部供给的+12V 电压变换成+5V 电压，除提供芯片内部电路作电源外，并通过14脚对外输出+5V 基准电源13脚为输出脉冲控制端，当1、3脚接地时，输出脉冲最大占空比为96%，当接高电位时，最大占空比为48%。

TL494输出脉冲的宽度调节由振荡器电容CT 两端的正向锯齿波和两个控制信号相比较来实现。

只有锯齿波电压高于控制信号时，才会有脉冲输出，内部两个误差放大器及外接电阻，电容构成电压和电流反馈调节器，都采用PI 调节。

误差放大器的给定信号均取自+5V 基准电源的分压加于2脚和5脚。

反馈电压信号UF 由微机处理后引入1脚，与2脚的给定值UG 比较后，产生调制脉宽的控制信号，使输出直流电压保持稳定。

图8 PWM 控制器TL494接线图
3.3.2功率开关管
根据电路设计思路，开关管决定选用快恢复二极管FR307。

快恢复二极管（简称FRD ）是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，主要应用于开关电源、PWM 脉宽调制器、变频器等电子电路中，作为高频整流二极管、续流二极管或阻尼二极管使用。

快恢复二极管的内部结构与普通PN 结二极管不同，它属于PIN 结型二极管，即在P 型硅材料与N 型硅材料中间增加了基区I ，构成PIN 硅片。

因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，反向击穿电压（耐压值）较高。

快恢复二极管FR307的主要参数如下：
²品牌：MIC
²封装形式：塑料封装
²环保类别：无铅环保型
²安装方式：直插式
²功率特性：小功率
²频率特性：高频
²封装类型: DO-201AD
²针脚数:2
²最大方向电压：1000V
²温度 @ 电流测量:25°C
²满功率温度:25°C
²最大整流电流：3A
²最大反向恢复时间：500ns
4 工程设计
从仿真结果得出了所设计的电路的可行性，因此可以做出实际电路板进行最后的调试验证。

具体过程为：
（1）先用电路板图设计软件Altium Designer Winter 09画出电路原理图。

在画原理图时要注意除了画元件和连线之外，还要注意电源正极、接地的接口和相关输入输出端的连接的正确性。

另外，若所需元件在元件库里不能找到的话，可以自己画其原理图库文件和封装库文件。

（2）画好原理图后将其导入为PCB图并画好PCB留待打印。

在画PCB前，需要注意设置电源线和信号线的走线宽度，同时还得仔细检查三极管的管脚封装是否与所买到的元件一致；在画PCB过程中需要注意相关的电气规则。

5 制作（特点）叙述
在制作电路板时先打印PCB,然后将电路板用砂纸打磨，再用电热机将打印的PCB 图印制在上面，此时温度一定要在130摄氏度才可以。

然后经过腐蚀、打孔、装元件、焊接等步骤即可做出电路板。

6 调试测试分析
电路板制作完成后进行测试，如发现测试结果与设计指标存在一定误差，且误差较大，则可通过考虑可能产生误差的原因，更改相关元件，对电路板进行调试，以使其满足设计指标。

测试过程与步骤
①测试仪器：
②测试准备：调节直流稳压电源，向电路板提供+16V的工作电压。

输入输出也都按要求接好。

③测试结果记录：
表3 测试结果
从测试结果可看出整个电路的设计完全符合设计要求。

整个电路的效率相对来说有点低，仅为65.85%，但由于不是将此电路作为实验电源使用，所以对其效率不作高要求，如果用专用电源PWM控制电路芯片将可使整个电路的效率有很大的提高。

7 总结
开关电源是计算机、通讯设备、音频视频等领域不可缺少的供电设备。

开关电源具有效率高、小体积、稳定和可控等优点，在电子设备中被广泛使用到。

通过本次课程设计，不但加深我对在课程上所学到的数字电路理论知识的认识和理解，重新让自己认识到了这门学科的在应用方面的广阔前景，并且通过知识与应用于实践的结合更加丰富了自己的知识。

扩展了知识面，不但掌握了本专业的相关知识，而且对其他专业的知识也有所了解，而且较系统的掌握开关电源的原理和设计过程，因而自身的综合素质有了全面的提高。

经过这次一个较完整的产品设计和制作过程，对于认识到自己在知识方面存在的不足，明确今后的学习方向是非常有益的，为将来的的就业提前打了下坚实的基础。

在设计过程中，得到了我的李老师的悉心指导和无私的帮助，还有其他老师和同学的大力支持和协助，在此一并表示衷心的感谢。

谢辞
看着手中这块亲自制作完成的由TL494电路构成的开关稳压电源电路板，这几个星期来的辛苦和汗水终于有了收获，心中充满了喜悦与欣慰。

这次课程设计让我从理论的学习发展到实践的应用，让自己的动手能力进一步的提高，从而能更快地适应社会。

整个制作的过程，都离不开李老师和同学们的帮助，在这里向在这次课程设计中帮助过我，鼓励过我的人致以最诚挚的感谢。

参考文献
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[3] 赵同贺等编著.新型开关电流典型电路设计与应用[M] 北京：中国农业出版社，2010：1～68.
[4] 郑国川李洪英编者.实用开关电源技术[M] 福建：福建科学技术出版社，2004：1～18，173～195.
附图
电路完整原理图
附图1 电路完整原理图电路完整PCB
附图2 电路PCB转印图。